电源装置及电源装置的控制方法与流程

本发明涉及一种电源装置及电源装置的控制方法。

背景技术：

在通信基站、信息处理装置(服务器等)或者处理器模块等中，使用包括开关元件的电源装置(开关电源装置)。以往，进行了使用微控制器等控制电路对电源装置进行数字控制的技术。具有如下优点：即，通过进行数字控制，从而能够精密地控制开关元件的开关定时，并且能够通过软件来实现各种各样的功能。

在使用数字控制方式的电源装置中，控制电路通过计算求出流过负载的输出电流值，并利用于输出电压值的控制、过电流的防止。能够使用流过连接在电源电路的输出端子与开关元件之间的电感元件的电流值来计算输出电流值。

有时在用于检测流过电感元件的电流值的电流检测电路中，设置有与电感元件并联地连接的滤波电路。滤波电路为基于电阻元件和电容元件的串联电路。根据电容元件的两端的电位差vc检测流过电感元件的电流值。将电感元件的电感值设为l，将电感元件的等效串联电阻(esr：equivalentseriesresistance)设为rl，将滤波电路的电阻元件的电阻值设为rf，将电容元件的电容值设为cf。通过设计为l/rl＝rf·cf，从而电位差vc为vc＝rl·il(il为流过电感元件的电流值)，不依赖于电感元件的频率特性。在这种电流检测电路中，能够通过较少的损耗来检测流过电感元件的电流值。

另外，电感元件之一具有将形成在印刷基板上的布线图案用为线圈的绕组的平面(planar)型电感器。

现有技术文献

专利文献：

专利文献1：

专利文献1:日本特表2009-537112号公报

专利文献2:日本特开2000-227808号公报

专利文献3:日本特开2009-136139号公报

非专利文献：

非专利文献1:hassanpooyaforghani-zadeh,“current-sensingtechniquesfordc-dcconverters”,circuitsandsystems,2002.mwscas-2002.the200245thmidwestsymposium

非专利文献2:decarlo,“linearcircuitanalysis”,secondedition,oxforduniversitypress,2001，pp.140-141

非专利文献3:aymenammouri,etal.,“designandmodelingofplanarmagneticinductorsforpowerconvertersapplications”,icmic2015

技术实现要素：

发明要解决的问题

于是，由于电源装置的输出电压越大，纹波电流越小，因此设计为使电感值l变大。当电感值l变大时，为了满足l/rl＝rf·cf的关系，设计为rf·cf变大。当电容值cf变大时，损耗增大，因此虽然将电阻值rf设为较大，但在该情况下，具有如下问题：即，与电位差vc＝rl·il的数学公式的误差增大，电流值il的检测精度恶化，流过负载的输出电流值的计算精度恶化。

在本发明的一个方面中，本发明的目的在于提供一种电源装置以及电源装置的控制方法，能够高精度地计算流过负载的输出电流值。

用于解决问题的手段

在1个实施方式中，提供一种电源装置，该电源装置能够与负载连接，具有第1开关元件、第2开关元件、电感元件、电流检测电路以及控制电路。

第1开关元件对从输入端子输入的电流进行开关。第2开关元件对接地电位与第1开关元件的输出之间进行开关。电感元件对输出端子与第1开关元件的输出之间进行连接，并且具有检测端子。电流检测电路从检测端子检测流过电感元件的电流值。控制电路对第1开关元件的第1控制端子以及第2开关元件的第2控制端子进行控制，并且根据电流检测电路所检测出的电流值，计算流过负载的输出电流值。

此外，在1个实施方式中，提供一种电源装置的控制方法。

发明效果

在本发明的一个方面中，本发明能够精度良好地计算流过负载的输出电流值。

通过与作为本发明的示例而示出优选的实施方式的附图相关联的以下的描述，本发明的上述内容和其它目的、特征和优点将变得显而易见。

附图说明

图1为示出第1实施方式的电源装置的一例的图。

图2为示出cpu的功能的一例的功能框图。

图3为示出平面型电感器的一例的立体图。

图4为示出第1实施方式的电源装置的电感元件的一例的俯视图(其1)。

图5为示出第1实施方式的电源装置的电感元件的一例的俯视图(其2)。

图6为示出比较例的电源装置的图。

图7为示出考虑了直流的动作点的电流检测电路的等效电路的图。

图8为示出第1实施方式的电源装置的电感元件与电流检测电路的连接部分的等效电路的图。

图9为示出pwm电路所输出的控制信号与时间常数电路的输出值的一例的图。

图10为示出第1实施方式的电源装置的动作的一例的时序图。

图11为示出第1实施方式的电源装置的动作的一例的流程的流程图(其1)。

图12为示出第1实施方式的电源装置的动作的一例的流程的流程图(其2)。

图13为示出第1实施方式的电源装置的动作的一例的流程的流程图(其3)。

图14为示出pwm电路所输出的控制信号与时间常数电路的输出值的一例的图。

图15为示出第2实施方式的电源装置的电感元件的一例的图。

图16为示出第3实施方式的电源装置的电感元件的一例的图。

具体实施方式

以下，参照附图对用于实施发明的方式进行说明。

(第1实施方式)

图1为示出第1实施方式的电源装置的一例的图。

电源装置10对从电源20供给的输入电压的大小进行变换，并供给到具有负载电阻30a的负载30。

电源装置10具有开关元件11、12、电感元件13a、电流检测电路14、电容元件15、控制电路16、门驱动器17以及时间常数电路18。

开关元件11对从电源装置10的输入端子in输入的电流进行开关。开关元件12对接地电位与开关元件11的输出之间进行开关。开关元件11、12例如为n沟道型mosfet(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等。

开关元件11、12分别具有2个端子以及控制端子。在开关元件11、12为n沟道型mosfet的情况下，2个端子为漏极/源极端子，控制端子为栅极端子。

开关元件11的一个端子与输入端子in连接，另一个端子与开关元件12的一个端子连接，以及经由后述的等效串联电阻13c1与电感元件13a的一个端子连接。开关元件12的另一个端子接地。另外，接地电位可以不一定为0v，也可以稍微变动。开关元件11、12的控制端子与门驱动器17连接。另外，在开关元件11导通时，开关元件12被控制为断开，在开关元件11断开时，开关元件12被控制为导通。

电感元件13a对电源装置10的输出端子out与开关元件11的输出之间进行连接。电感元件13a的一端经由等效串联电阻13c1与开关元件11的另一个端子(输出端子)连接，电感元件13a的另一端经由等效串联电阻13c2与输出端子out连接。

此外，电感元件13a具有检测端子(以下，称为检测抽头)13b。在第1实施方式的电源装置10中，当将电感元件13a的匝数设为n时，检测抽头13b设置在从输出端子out的一侧起匝数为na(其中，n＞na)的位置处。等效串联电阻13c1为电感元件13a的匝数为n－na侧的部分的等效串联电阻，等效串联电阻13c2为电感元件13a的匝数为na侧的等效串联电阻。

电流检测电路14从检测抽头13b检测流过电感元件13a的电流值。

电流检测电路14具有电容元件14a、电阻元件14b、14c、14d、14e、14f、14g、14h、放大器14i以及偏置电源14j。

电容元件14a与电阻元件14b串联连接，基于电容元件14a和电阻元件14b的串联电路作为滤波电路发挥功能。该串联电路的一端(电阻元件14b的一端)与电感元件13a的检测抽头13b连接。串联电路的另一端(电容元件14a的一端)经由等效串联电阻13c2与电感元件13a的一端(输出端子out侧)连接，并且与电阻元件14c的一端连接。

电阻元件14c的另一端与放大器14i的反相输入端子连接。电阻元件14d的一端连接在电容元件14a与电阻元件14b之间，电阻元件14d的另一端与放大器14i的非反相输入端子连接。电阻元件14e的一端与偏置电源14j连接，电阻元件14e的另一端与放大器14i的非反相输入端子连接。电阻元件14f的一端与放大器14i的非反相输入端子连接，电阻元件14f的另一端接地。电阻元件14g的一端与放大器14i的反相输入端子连接，电阻元件14g的另一端接地。电阻元件14h的一端与放大器14i的输出端子连接，电阻元件14h的另一端与放大器14i的反相输入端子连接。放大器14i通过上述的连接而作为差动放大器发挥功能。偏置电源14j生成供给到放大器14i的偏置电压。

电容元件15保持供给到负载30的输出电压。此外，电容元件15与电感元件13a一起作为lc滤波器发挥功能。lc滤波器对输出电压值进行平滑处理。电容元件15的一端与输出端子out连接，电容元件15的另一端接地。

控制电路16对开关元件11、12各自的控制端子进行控制。此外，控制电路16根据电流检测电路14所检测出的电感元件13a的电流值，计算流过负载30的输出电流值。另外，在第1实施方式的电源装置10中，控制电路16在计算输出电流值时，使用被输入对开关元件12的控制端子进行控制的控制信号的时间常数电路18的输出值。但是，控制电路16在计算输出电流值时，也可以不一定使用时间常数电路18的输出值。

控制电路16具有cpu(centralprocessingunit：中央处理单元)16a、存储器16b、adc(analogtodigitalconverter：模数变换器)16c、16d、16e、16f、pwm(pulsewidthmodulation：脉冲宽度调制)电路16g。控制电路16例如为mcu(microcontrolunit：微控制单元)。

cpu16a执行存储器16b中存储的程序，使用时间常数电路18的输出值、电感元件13a的电流值以及从输出端子out输出的输出电压值，来计算流过负载30的输出电流值。并且，cpu16a决定开关脉冲的占空比以使输出电压值成为目标值，并发送给pwm电路16g。此外，cpu16a判定输出电流值是否为过电流，在为过电流的情况下，向pwm电路16g发送停止信号。

图2为示出cpu的功能的一例的功能框图。

cpu16a执行电压反馈控制部16a1以及过电流保护控制部16a2的功能。

电压反馈控制部16a1根据电源装置10的输出电压值与目标值的差、以及过电流保护控制部16a2的输出值，决定开关脉冲的占空比并输出。

电压反馈控制部16a1具有输出电压值变换部16a11、减法部16a12、16a13以及补偿部16a14。输出电压值变换部16a11接受adc16d所输出的电源装置10的输出电压值的ad变换结果，变换为cpu16a通过计算进行处理的输出电压值。减法部16a12输出输出电压值与目标值的差分。减法部16a13输出从输出电压值与目标值的差分减去过电流保护控制部16a2的输出值(后述的控制值)而得到的值。补偿部16a14根据减法部16a13的输出值决定占空比并输出。

过电流保护控制部16a2根据电流检测电路14所检测出的流过电感元件13a的电流值，计算电源装置10的输出电流值，判定该输出电流值是否为过电流。并且，过电流保护控制部16a2在输出电流值为过电流的情况下，输出用于使pwm电路16g停止，或者减小输出电压值的大小的控制值。

过电流保护控制部16a2具有输出电流值计算部16a21以及过电流检测部16a22。输出电流值计算部16a21根据adc16c所输出的电流检测电路14的电流检测结果的ad变换结果、adc16d所输出的输出电压值的ad变换结果、以及adc16e所输出的时间常数电路18的输出值的ad变换结果，来计算输出电流值。过电流检测部16a22判定输出电流值是否为过电流。并且，过电流检测部16a22在输出电流值为过电流的情况下，输出用于使pwm电路16g停止、或者减小输出电压值的大小的控制值。

返回图1的说明。

存储器16b存储cpu16a所执行的程序、各种数据。

adc16c～16f将控制电路16的输入信号变换为数字信号并供给到cpu16a。在图1的示例中，adc16c对电流检测电路14所输出的电流检测结果进行ad变换并输出。此外，adc16d对模拟值的输出电压值进行ad变换并输出。此外，adc16e对模拟值的时间常数电路18的输出值进行ad变换并输出。另外，也可以不存在adc16f。

pwm电路16g为门(gate)控电路的一例，输出开关元件11、12各自的控制信号(门控信号)，用于使开关元件11、12执行基于从cpu16a供给的占空比的开关动作。

门(gate)驱动器17根据控制电路16所输出的各控制信号，输出供给到开关元件11、12各自的控制端子的控制电压(例如，n沟道型mosfet的栅极电压)。

时间常数电路18作为积分电路(或者低通滤波器)发挥功能，输出对用于控制开关元件12的控制信号进行滤波后的输出值。时间常数电路18具有在一端接收上述控制信号的电阻元件18a、以及一端与电阻元件18a的另一端连接的电容元件18b。电阻元件18a的另一端与控制电路16的adc16e连接，电容元件18b的另一端接地。

(电感元件13a的示例)

作为图1所示的电感元件13a，可以使用平面型电感器。

图3为示出平面型电感器的一例的立体图。

平面型电感器40具有在基板41上形成为线圈的布线图案42、以及铁氧体芯等的芯材43a、43b。

在线圈的匝数较多的情况下，使用未图示的通孔跨越基板41的多个层(在图3的示例中，为2个层41a、41b)形成布线图案42。

芯材43a、43b设置成夹着基板41。基板41上设置有开口部41c，芯材43a的凸部彼此通过开口部41c而接触。

通过在上述的平面型电感器中设置检测抽头，从而实现第1实施方式的电源装置10的电感元件13a。

图4、图5为示出第1实施方式的电源装置的电感元件的一例的俯视图。

在基板50上安装图1所示的电流检测电路14。图4示出了电流检测电路14的一部分即电容元件14a以及电阻元件14b。在这种基板50上也安装电感元件13a。

如图4、图5所示，通过基板50的2个层50a、50b的内部布线即布线图案51a、51b、51c，实现电感元件13a的线圈。在层50a上形成的布线图案51a经由与布线图案51a的一端连接的通孔52a，与层50b的布线图案51c的一端连接。层50b的布线图案51c经由与布线图案51c的另一端连接的通孔52b，与层50a的布线图案51b连接。布线图案51b相当于图1的等效串联电阻13c1的一端(开关元件11、12侧的一端)，布线图案51a的端部51a1相当于图1的等效串联电阻13c2的一端(输出端子out侧的一端)。

图4的电感元件13a的匝数为3，在布线图案51a中，1次卷绕的部分51a2从端部51a1起经由布线图案53a与电流检测电路14的电阻元件14b的一端连接。该部分51a2相当于检测抽头13b。

此外，在布线图案51a中，端部51a1经由布线图案53b与电流检测电路14的电容元件14a的一端连接。

此外，电感元件13a具有铁氧体芯等的芯材54。芯材54设置成穿过设置于基板50的开口部50c、50d，并覆盖布线图案51a的一部分。

(输出电流值的计算方法)

图2的输出电流值计算部16a21例如根据以下的数学公式(1)，计算输出电流值iout。

lout＝lpeak-(1-vo/e)·k·vo(1)

在数学公式(1)中，ipeak为流过电感元件13a的电流的峰值即峰值电流值。vo为输出电压值，e为输入电压值。此外，k＝(1/2)·(1/l)·(1/fsw)，l为电感元件13a的电感值，fsw为开关频率。另外，k例如预先存储在存储器16b中。

通过如下的方式得到峰值电流值ipeak。

利用电压值(以下，称为电压值vsense)表示电流检测电路14所输出的电流检测结果。电压值vsense为基于流过电感元件13a的电流值il的值。adc16c在电压值vsense成为峰值的定时进行ad变换。并且，输出电流值计算部16a21将该ad变换结果除以等效串联电阻13c2的电阻值和放大器14i的放大率a，从而计算峰值电流值ipeak。

在第1实施方式的电源装置10中，通过具备具有上述的检测抽头13b的电感元件13a，从而电流值il的检测精度提高，由于能够精度良好地计算峰值电流值ipeak，因此能够精度良好地计算输出电流值iout。

以下，为了说明其理由，首先对比较例的电源装置进行说明。

图6为示出比较例的电源装置的图。在图6中，对与图1相同的要素赋予相同的标号。

在比较例的电源装置10a中，由电容元件14a和电阻元件14b构成的串联电路与电感元件13a并联连接。

在这种电源装置10a中，通过以下的数学公式(2)表示电容元件14a的两端的电位差vc。

vc＝rl{(1+st)/(1+st1)}il(2)

在数学公式(2)中，rl为电感元件13a的等效串联电阻13c的电阻值，s表示拉普拉斯变换符号。此外，表示为t＝l/rl，t1＝rf·cf。l为电感元件13a的电感值，rf为电阻元件14b的电阻值，cf为电容元件14a的电容值。

在数学公式(2)中，通过设计成t＝t1，从而电位差vc为vc＝rl·il，不依赖于电感元件13a的频率特性。

此时，通过以下的数学公式(3)表示放大器14i所输出的电流检测结果即电压值vsense。

vsense＝a·rl·il(3)

在式(3)中，a为放大器14i的放大率。

在比较例的电源装置10a中，控制电路16根据数学公式(3)，来计算电流值il的峰值即峰值电流值ipeak，根据数学公式(1)，来计算输出电流值iout。

然而，在比较例的电源装置10a中，在电感值l变大时，电压值vsense偏离通过上述数学公式(3)得到的值。

为了使t＝t1，即，满足l/rl＝rf·cf的关系，当电感值l变大时，只要增大电阻值rf或者电容值cf即可。但是，当增大电容值cf时，损耗增大。通过以下的数学公式(4)表示损耗prf。

prf＝0.5cf·e²·fsw(4)

在数学公式(4)中，fsw为电源装置10a的开关频率。根据数学公式(4)显而易见的是，损耗prf与电容值cf成比例地增加。

另一方面，当电阻值rf变大时，由于以下的理由，电压值vsense偏离通过上述数学公式(3)得到的值。

以下，对电阻值rf变大时对放大器14i的动作点的影响进行说明。

图7为示出考虑了直流的动作点的电流检测电路的等效电路的图。在图7中，对与图6所示的电流检测电路14相同的要素赋予相同的标号。

在等效电路60中，由与电阻元件14b的一端连接的电源61供给的电压值e1表示由图6的电源20供给的输入电压值e。此外，由与电阻元件14c的一端连接的电源62供给的电压值e2表示电源装置10a的输出电压值vo。

另外，图7中记载了电阻元件14b、14c、14d、14g、14h的电阻值。电阻元件14b的电阻值为rf，电阻元件14c的电阻值为r1，电阻元件14d的电阻值为r2，电阻元件14g的电阻值为r4，电阻元件14h的电阻值为r3。

以下，当设为g1＝1/r1、g2＝1/r2、g3＝1/r3、g4＝1/r4、g2f＝1/(r2+rf)时，例如，根据非专利文献2的p.140、141的计算方法，如下所述那样计算电压值vsense。

首先，向放大器14i的反相输入端子以及非反相输入端子流入的电流为零，放大器14i的非反相输入端子的输入电压v+与反相输入端子的输入电压v-相等。此时，通过以下的数学公式(5)表示非反相输入端子侧的电流的合计。

g2f(v+-e1)+g4·v+＝0(5)

根据数学公式(5)，通过以下的数学公式(6)表示v+。

v+＝g2f·e1/(g2f+g4)(6)

另一方面，当利用v-＝v+的情况时，通过以下的数学公式(7)表示反相输入端子侧的电流的合计。

g1(v+-e2)+g3(v+-vsense)＝0(7)

根据数学公式(7)，电压值vsense表示为以下的数学公式(8)。

vsense＝(-g1·e2/g3)+{1+(g1/g3)}v+(8)

当将数学公式(6)代入数学公式(8)中时，数学公式(8)表示为以下的数学公式(9)。

vsense＝{1+(r3/r1)}{r4/(r4+r2+rf)}e1-r3·e2/r1(9)

在数学公式(9)中，使用放大器14i的放大率(增益)a，进而，当设为r1＝r2、r3＝r4、r1＝r3/a时，数学公式(9)表示为以下的数学公式(10)。

vsense＝a{e1(r2/(r2+rf(1-a)))-e2}(10)

根据公式(10)，当电阻值rf相对于电阻值r2足够小时，可以通过以下的公式(11)来近似电压值vsense。

vsense＝a(e1-e2)(11)

在公式(11)中，e1-e2相当于公式(3)的rl·il。

当电阻值rf变大时，不能通过公式(11)(或者公式(3))来近似电压值vsense。即，电压值vsense偏离通过上述公式(3)得到的值。

例如，当l＝1μh、rl＝10mω、cf＝0.1μf时，为rf＝1kω。当r2＝100kω、a＝10时，根据数学公式(10)，通过以下的数学公式(12)计算电压值vsense。

vsense＝10{e1(100×10³/(100×10³+1×10³(1-10)))-e2}(12)

根据数学公式(12)，电压值vsense约为10(1.1e1-e2)，对电压值e1乘以系数1.1。即，从放大器14i输出的电压值vsense相对于通过数学公式(11)得到的电压值vsense产生与电压值e1的接近10％的偏离对应的误差。

因此，在比较例的电源装置10a中，电流值il的检测误差比较大，即使控制电路16根据数学公式(3)来计算电流值il的峰值即峰值电流值ipeak，也不能得到高精度的值，输出电流值iout的计算精度也差。当输出电流值iout的计算精度差时，在过电流检测部16a22中，也不能正确地计算过电流。

针对这种比较例的电源装置10a，在图1所示的第1实施方式的电源装置10中，由于以下的理由，能够精度良好地计算输出电流值iout。

电源装置10的电感元件13a被检测抽头13b等效地分割为2个电感器。

图8为示出第1实施方式的电源装置的电感元件与电流检测电路的连接部分的等效电路的图。在图8中，对与图1所示的要素相同的要素，赋予相同的标号。

在等效电路70中，电感元件13a被分隔为2个电感器13a1、13a2。其分割点相当于检测抽头13b。电感器13a1的电感值为l1，电感器13a2的电感值为l2。进而，图8示出了电感器13a1的等效串联电阻13c1以及电感器13a2的等效串联电阻13c2。等效串联电阻13c1的电阻值为rl1，等效串联电阻13c2的电阻值为rl2。此外，图8示出了电流检测电路14的电容元件14a以及电阻元件14b。电容元件14a的电容值为cf，电阻元件14b的电阻值为rf。

将电感元件13a的整体的匝数设为n，将电感器13a2的匝数设为na，将电感器13a1的匝数设为n-na。此外，将电感元件13a的电感值设为l。此外，将电感元件13a的整体的等效串联电阻的电阻值设为rl。此时，通过以下的数学公式(13)、数学公式(14)表示电感值l2以及电阻值rl2。

l2＝l·na²/n²(13)

rl2＝rl·na/n(14)

根据数学公式(13)、数学公式(14)，得到以下的关系。

(na/n)·(l/rl)＝rf·cf(15)

在比较例的电源装置10a中，如上所述，需要将电阻值rf和电容值cf决定成使t＝t1，即，l/rl＝rf·cf。与此相对，在第1实施方式的电源装置1中，由数学公式(15)可知，rf·cf可以为l/rl的na/n倍。此时，通过将检测抽头13b的位置设定成构成na＜n的关系，从而能够使rf·cf小于比较例的电源装置10a。

因此，即使电感值l变大，也能够抑制电阻值rf的增加，能够抑制相对于通过数学公式(3)或者数学公式(11)得到的电压值vsense的偏离的增加。

例如，在n＝10、na＝1、l＝1μh、rl＝10mω、cf＝0.1μf时，数学公式(15)的左边成为(na/n)·(l/rl)＝(1/10)·(1×10^-6/10×10^-3)＝10×10^-6。

例如，设为cf＝0.047μf、rf＝220ω，以使数学公式(15)的右边成为10×10^-6。此时，与在比较例的电源装置10a中使用的条件同样地，当将电阻元件14d的电阻值r2设为100kω，将放大器14i的放大率a设为10时，根据数学公式(10)，通过以下的数学公式(16)计算电压值vsense。

vsense＝10{e1(100×10³/(100×10³+220×10³(1-10)))-e2}(16)

根据数学公式(16)，电压值vsense约为10(1.02e1-e2)，对电压值e1乘以系数1.02。因此，关于比较例的电源装置10a，与通过数学公式(12)计算的电压值vsense相比，能够将电压值e1看起来很大的比例减小到1/5。

因此，在电源装置10中，电流值il的检测误差小，与比较例的电源装置10a的情况相比，控制电路16根据数学公式(3)计算电流值il的峰值即峰值电流值ipeak时的精度提高。因此，能够抑制电感值l变大的情况下的输出电流值iout的计算精度的恶化。由于能够精度良好地求出输出电流值iout，因此在过电流检测部16a22中，也能够正确地计算过电流。

此外，与比较例的电源装置10a相比，也能够减小电容值cf，减少损耗。

如上述的示例所示，在l＝1μh、rl＝10mω时，为了满足t＝t1的关系，在比较例的电源装置10a中，将电容值cf和电阻值rf决定成使cf·rf为100×10^-6。在如上所述将电阻值rf设为1kω时，电容值cf为0.1μf。在将输入电压值e设为12v，将开关频率fsw设为200khz时，通过数学公式(4)表示的损耗prf为prf＝0.5×0.1×10^-6×12²×200×10³＝1.44(w)，在电阻元件14b中产生1.44w的损耗。

与此相对，在第1实施方式的电源装置10中，在通过如上所述的条件设为cf＝0.047μf、rf＝220ω时，通过数学公式(4)表示的损耗prf为prf＝0.5×0.47×10^-6×12²×200×10³＝0.68(w)。即，能够将电阻元件14b中的损耗削减到比较例的电源装置10a的1/2以下。

于是，如上所述根据数学公式(1)计算输出电流值iout。

在此，数学公式(1)包括2次乘法运算、1次除法运算以及2次减法运算。

在本实施方式的电源装置10中，时间常数电路18生成数学公式(1)中所包含的(1-vo/e)。

以下，对通过时间常数电路18得到(1-vo/e)的理由进行说明。

图9为示出pwm电路所输出的控制信号与时间常数电路的输出值的一例的图。纵轴表示电压v，横轴表示时间t。

图9示出了pwm电路16g所输出的用于开关元件12的控制信号以及时间常数电路18的输出值的示例。在图9中，tsw为开关周期。此外，vr为时间常数电路18的输出值的纹波电压。

以下，在控制信号为h(high)电平(例如，1v)时，开关元件12导通，在控制信号为l(low)电平(例如，0v)时，开关元件12断开。

在降压型的电源装置10中开关元件12的开关脉冲宽度ton1(开关元件12导通的时间)表示为以下的数学公式(17)。

ton1＝(1-d)·tsw(17)

在数学公式(17)中，d为开关脉冲的占空比。由于vo＝d×e，因此d＝vo/e。因此，数学公式(17)表示为数学公式(18)。

ton1＝(1-vo/e)·tsw(18)

当具有数学公式(18)那样的开关脉冲宽度ton1的控制信号被输入到时间常数电路18中时，通过低通滤波器的功能，得到接近控制信号的直流成分(控制信号的平均值)的值。控制信号的平均值是将开关脉冲宽度ton1的期间的控制信号的积分值除以开关周期tsw而得到的值。当控制信号的振幅为1v时，由于积分值与数学公式(18)的ton1相等，因此当将ton1除以开关周期tsw时，平均值成为1-vo/e。

即，作为时间常数电路18的输出值，得到接近1-vo/e的值。

在图9的示例中，在时间常数电路18的输出值中产生纹波电压vr。纹波电压vr越大，所计算的输出电流值的变动越大，因此优选能够将输出电流值的变动抑制为控制电路16中的电流检测的分辨率以下。因此，优选纹波电压vr满足以下的数学公式(19)。

vr＜(ireso/imax)·vfs(19)

在公式(19)中，ireso表示能够由控制电路16识别的电流值的最小分辨率。imax表示能够由控制电路16识别的电流值的最大值。根据电源装置10的规格来决定ireso、imax。

例如，在电源装置10是将过电流抑制在比额定电流超出0.1a的范围内的规格的情况下，ireso被设定为小于0.1a的值(例如，0.01a等)。另外，该值相当于在由控制电路16进行a/d变换时通常决定的数据的lsb(leastsignificantbit：最低有效位)所示的值。

此外，例如，在电源装置10是最大100a的电流值流过的规格的情况下，将imax设定为具有余量且大于100a的值(例如，120a等)。另外，该值相当于在通过控制电路16进行a/d变换时通常决定的数据的msb(mostsignificantbit：最高有效位)所示的值。

此外，在公式(19)中，vfs为检测电压的全尺寸(fullscale)。

通过数学公式(20)表示时间常数电路18为了满足数学公式(19)而使纹波电压vr衰减的衰减量g。

g＝20log10((ireso/imax)·vfs)[db](20)

通过数学公式(21)表示实现该衰减量g的截止频率fc。

fc＝fsw/(g/10^-20)[hz](21)

根据该数学公式(21)，决定时间常数电路18的电阻元件18a的电阻值和电容元件18b的电容值。

例如，设为ireso＝1a、imax＝100a、vfs＝1v、fsw＝200khz。在该情况下，根据数学公式(20)，g＝20log10(1/100·1)＝-40[db]，根据公式(21)，fc＝200×10³/(-40/10^-20)＝2000[hz]。例如，当将电容元件18b的电容值cf设为3300pf时，电阻元件18a的电阻值rt如以下的数学公式(22)所示。

rf＝1/2πfccf＝1/(2π×2000×3300×10^-12)＝24114[ω](22)

因此，只要使用电阻值rf为大约24kω的电阻元件18a即可。

当将如上所述的时间常数电路18的输出值即(1-vo/e)设为α1时，数学公式(1)表示为数学公式(23)。

iout＝ipeak-α1·k·vo(23)

另外，在pwm电路16g所输出的控制信号的振幅va不是1v的情况下，从时间常数电路18输出将振幅va与(1－vo/e)相乘而得到的值，因此构成α1＝va(1－vo/e)。

(第1实施方式的电源装置的动作例)

图10为示出第1实施方式的电源装置的动作的一例的时序图。

图10示出了pwm电路16g所输出的用于开关元件11的控制信号pwmh、pwm电路16g所输出的用于开关元件12的控制信号pwml、流过电感元件13a的电流值il的时间变化的一例。此外，示出了电流检测电路14所输出的电压值vsense、由adc16c进行转换的电压值vsense的ad变换结果iad的时间变化的一例。进而，示出了电压值vsense的ad变换处理、输出电流值的计算处理、电压值(输出电压值vo)的ad变换处理、反馈处理、低优先级处理的动作定时的一例。

控制信号pwmh和控制信号pwml的相位相差180°。当控制信号pwmh上升到h电平(例如，1v)时，电流值il开始上升，当控制信号pwmh下降到l电平(例如，0v)时，电流值il开始下降。某个定时的电压值vsense能够通过数学公式(3)来近似，其与该定时的电流值il成比例。

当控制信号pwmh上升到h电平时(定时t0)，开始由adc16d进行的电压值(输出电压值vo)的ad变换处理。当该ad变换处理结束时(定时t1)，进行由图2所示的电压反馈控制部16a1进行的反馈处理(占空比的调整处理)。

当控制信号pwmh下降到l电平时(定时t2)时，开始由adc16c进行的电压值vsense的ad变换处理。并且，在该ad变换处理结束时(定时t3)，开始由输出电流值计算部16a21进行的上述的输出电流值的计算处理。在输出电流值的计算处理期间，反馈处理被中止。即，与反馈处理相比，优先进行输出电流值的计算。

在输出电流值的计算处理结束时(定时t4)，重新开始反馈处理。在反馈处理结束时(定时t5)，控制电路16进行低优先级的处理(例如，使用未图示的通信接口的通信处理等)。以下进行同样的处理。

图11、图12、图13为示出第1实施方式的电源装置的动作的一例的流程的流程图。

如图11所示，首先，cpu16a进行占空比等的初始化(步骤s1)，之后判定是否产生中断(步骤s2)。由于图10所示的电压值vsense或者输出电压值vo的ad变换处理的结束而产生中断。

在产生了中断的情况下，cpu16a进行中断处理(步骤s3)，之后重复从步骤s2起的处理。在未产生中断的情况下，cpu16a进行低优先级处理(步骤s4)。之后，cpu16a判定是否产生异常(步骤s5)，在产生异常的情况下，结束处理，在未产生异常的情况下，重复从步骤s2起的处理。

如图12所示，当产生了由于输出电压值vo的ad变换处理结束而引起的中断时，cpu16a进行电压控制、过电流控制(步骤s31、s32)。在电压控制中，进行占空比的调整处理。在过电流控制中，进行基于上一次的输出电流值iout的计算结果的停止信号的输出等。之后，cpu16a向pwm电路16g反映电压控制、过电流控制的结果(步骤s33)，结束中断处理。

如图13所示，当产生了由于电压值vsense的ad变换处理结束而引起的中断时，cpu16a根据数学公式(23)，计算输出电流值(步骤s34)，结束中断处理。

如上所述，在第1实施方式的电源装置10中，电流检测电路14从设置于电感元件13a的检测抽头13b进行电流检测，从而即使电感值l变大，也能够减小电流值il的检测误差。由此，能够精度良好地计算输出电流值iout。此外，根据上述的理由，能够减少损耗。

此外，如图4所示，通过安装有电流检测电路14的基板50的内部布线来实现电感元件13a，从而能够实现电源装置10的小型化。

此外，控制电路16通过使用时间常数电路18的输出值即α1，从而代替数学公式(1)，计算数学公式(23)即可。数学公式(23)包括2次乘法运算，1次减法运算，与数学公式(1)相比，能够减少控制电路16中的计算量。因此，能够高效地计算输出电流值iout。

另外，控制电路16可以根据数学公式(1)来计算输出电流值iout。在该情况下，也可以不具有时间常数电路18。

于是，在图1所示的电源装置10的示例中，时间常数电路18输出对用于控制开关元件12的控制信号进行滤波后的输出值，但不限于此。时间常数电路18也可以输出对用于控制开关元件11的控制信号进行滤波后的输出值。在该情况下，对时间常数电路18的电阻元件18a的一端输入用于控制开关元件11的控制信号。在该控制信号的振幅为1v的情况下，时间常数电路18的输出值为vo/e。以下，对通过时间常数电路18得到vo/e的理由进行说明。

图14为示出pwm电路所输出的控制信号以及时间常数电路的输出值的一例的图。纵轴表示电压v，横轴表示时间t。

图14中示出了pwm电路16g所输出的用于开关元件11的控制信号、时间常数电路18的输出值的示例。在图14中，tsw为开关周期。此外，vr为时间常数电路18的输出值的纹波电压。

以下，在控制信号为h电平(例如，1v)时，开关元件11导通，在控制信号为l电平(例如，0v)时，开关元件11断开。

在降压型的电源装置10中开关元件11的开关脉冲宽度ton2(开关元件11导通的时间)表示为下述的数学公式(24)。

ton2＝d·tsw(24)

在数学公式(24)中，d为占空比。由于vo＝d×e，因此d＝vo/e。因此，式(24)表示为下述的数学公式(25)。

ton2＝(vo/e)·tsw(25)

当具有数学公式(25)这样的开关脉冲宽度ton2的控制信号被输入到时间常数电路18中时，通过低通滤波器的功能得到接近控制信号的直流成分(控制信号的平均值)的值。控制信号的平均值是将开关脉冲宽度ton2的期间的控制信号的积分值除以开关周期tsw而得到的值。在将控制信号的振幅设为1v时，积分值与数学公式(25)的ton2相等，因此当将ton2除以开关周期tsw时，平均值为vo/e。即，作为时间常数电路18的输出值而得到接近vo/e的值。

另外，关于用于抑制纹波电压vr的时间常数电路18的电阻元件18a的电阻值、电容元件18b的电容值的设计方法，与上述的设计方法相同。

当将如上所述的时间常数电路18的输出值即(vo/e)设为α2时，数学公式(1)表示为下述的数学公式(26)。

iout＝ipeak-(1-α2)·k·vo(26)

另外，在pwm电路16g所输出的控制信号的振幅va不是1v的情况下，从时间常数电路18输出将振幅va与(vo/e)相乘而得到的值，因此为α2＝va(vo/e)。

控制电路16通过使用时间常数电路18的输出值即α2，从而代替数学公式(1)，计算数学公式(26)即可。数学公式(26)包括2次乘法运算、以及2次减法运算，与数学公式(1)相比，能够减少控制电路16中的计算量。因此，能够高效地计算输出电流值iout。

(第2实施方式)

以下，对第2实施方式的电源装置进行说明。在第2实施方式的电源装置中，使用下述的电感元件，以代替图4、图5所示的平面型的电感元件13a，除此以外，与第1实施方式的电源装置1相同。

图15为示出第2实施方式的电源装置的电感元件的一例的图。

第2实施方式的电源装置中的电感元件80为在铁氧体芯等的芯材81上卷绕有绕组82的线圈。绕组82的一个端部82a与图1所示的开关元件11、12连接，绕组82的另一个端部82b与图1所示的输出端子out连接。在这种电感元件80中，检测抽头83设置在从输出端子out侧(绕组82的端部82b)起匝数为na的位置处。另外，当线圈的匝数为n时，n＞na。该检测抽头83与图1所示的电流检测电路14的电阻元件14b的一端连接。即，从自端部82b起的匝数为na的位置拉出检测抽头83，该位置为。此外，端部82b与电流检测电路14的电容元件14a连接。

使用这种电感元件80的情况下的电感元件80与电流检测电路14的连接部分的等效电路与图8是同样的。

在将电感元件80的电感值设为l，电感元件80的等效串联电阻的电阻值设为rl时，电容元件14a的电容值cf以及电阻元件14b的电阻值rf只要满足数学公式(15)的关系即可。即，rf·cf为l/rl的na/n倍。

因此，根据对第1实施方式的电源装置10所说明的理由，在第2实施方式的电源装置10中，也能够江都良好地计算输出电流值iout，进而能够减少损耗。

另外，通过使用图15所示的电感元件80，从而与使用图4、图5所示的电感元件13a的情况相比，能够承受较大的电流。

(第3实施方式)

以下，对第3实施方式的电源装置进行说明。在第3实施方式的电源装置中，使用下述的2个电感元件，以代替图4、图5所示的平面型的电感元件13a，除此以外，与第1实施方式的电源装置1相同。

图16为示出第3实施方式的电源装置的电感元件的一例的图。

第3实施方式的电源装置具有串联连接的2个电感元件91、92。在图16中，也示出了电感元件91的等效串联电阻93以及电感元件92的等效串联电阻94。

电感元件91的一端与图1所示的开关元件11、12连接，另一端经由等效串联电阻93与电感元件92的一端连接。电感元件92的另一端经由等效串联电阻94与图1所示的输出端子out以及电流检测电路14的电容元件14a的一端连接。

此外，检测抽头95与连接电感元件91、92的连接线连接。该检测抽头95与电流检测电路14的电阻元件14b的一端连接。

另外，以下，将电感元件91的电感值设为l1，将电感元件92的电感值设为l2，将等效串联电阻93的电阻值设为rl1，将等效串联电阻94的电阻值设为rl2。此外，将电容元件14a的电容值设为cf，将电阻元件14b的电阻值设为rf。

当将电感元件91与电感元件92组合而设为电感元件96时，电感元件96的电感值为l＝l1+l2，等效串联电阻的电阻值为rl＝rl1+rl2。

在使用这种电感元件91、92的情况下，电容元件14a的两端的电位差vc不依赖于电感元件92的频率特性，因此将cf·rf设定成使l2/rl2＝cf·rf。

当将电感元件92的匝数设为na，将电感元件91、92的匝数的合计设为n时，成为l2/rl2＝(l·na²/n²)/(rl·na/n)＝(na/n)·(l/rl)。因此，rf·cf只要满足数学公式(15)的关系即可。即，rf·cf为l/rl的na/n倍即可。

因此，根据对第1实施方式的电源装置10所说明的理由，即使在第3实施方式的电源装置10中，也能够得到提高输出电流值iout的计算精度以及减少损耗的效果。

另外，可以通过安装有电流检测电路14的基板的内部布线实现这种电感元件91、92，也可以如图15所示在芯材上卷绕有绕组而形成的线圈来实现这种电感元件91、92。

以上，根据实施方式，对本发明的电源装置以及电源装置的控制方法的一个方面进行了说明，但这些仅为一例，不限于上述的记载。

关于上述内容，简单地示出本发明的原理。进而，对于本领域的技术人员来说，能够进行大量的变形、变更，本发明不限于如上所示、所说明的正确的结构以及应用例，对应的全部变形例以及等同物被视为包含在由所附的权利要求及其等同物所限定的本发明的范围内。

标号说明：

10电源装置

11、12开关元件

13a电感元件

13b检测抽头

13c1、13c2等效串联电阻

14电流检测电路

14a、15、18b电容元件

14b、14c、14d、14e、14f、14g、14h、18a电阻元件

14i放大器

14j偏置电源

16控制电路

16acpu

16b存储器

16c、16d、16e、16fadc

16gpwm电路

17门驱动器

18时间常数电路

20电源

30负载

30a负载电阻