高度集成的高压致动器驱动器的制作方法

本发明要求2017年02月03日递交的题为“高集成高电压致动器驱动器”的美国临时专利申请62/454,230的权益，该申请通过引用整体并入本文。

本发明涉及用于高压电容性致动器的控制电路(驱动器)，例如静电致动器，机电聚合物(emp)致动器，电活性聚合物(eap)致动器和压电致动器。

背景技术：

主动冷却系统(如风扇)在超薄设备(如平板电脑或笔记本电脑)中实施时面临着多种挑战。通用电气(ge)开发了一种使用两个压电薄膜的冷却装置，称为双压电冷却喷射器(dcj)。压电薄膜被电激活，使其膨胀和收缩，形成一个高速喷射空气的空腔，例如像波纹管一样。然而，dcj是一种能量密集型设备，并且dcj驱动器可能很大且昂贵。此外，dcj膜的工作方式类似于扬声器/换能器，因此由于例如驱动器信号中的噪声或失真导致的、在人类听力带(约200hz至20khz)内的任何振荡可以被听到。

图19示出了用于可再生能源的单相电压源转换器的现有技术拓扑。该电路包括输入级，降压-升压级和展开级。由于要处理的高功率，它采用分立部件实现。该电路是基于典型的pi控制器或能量控制器以及非常低的固定频率切换。这通常会导致非常高的失真水平(>5％)，低功率输出时的低功率效率和非常有限的升压电压比-3.5(v输出/v输入)。

致动器驱动器的某些应用，例如飞行微机器人，通常是严格功率和重量受限的应用，其依赖于捕获和处理来自各种传感器(例如，光流相机，加速度计，陀螺仪等)的宽电压范围单端模拟输入，以实现自主飞行。

致动器驱动器可能包含模拟-数字转换器(adc)，由于adc的相对高功耗和/或大的电路占用空间和/或高电噪声(例如，由于adc输入接近高压切换节点)，因此存在挑战。已经提出了许多技术来减少逐次逼近寄存器(sar)adc的功耗，但是大多数技术以增加面积为代价来降低功耗。因此，业界需要解决上述缺点中的一个或多个。

技术实现要素：

本发明实施例提供一种单管芯驱动器集成电路。集成电路耦合到输入部分，该输入部分具有接收低电压源的单个电感器，并且集成电路被配置为使用输出电压驱动电容性负载。所述驱动器包括双向同步功率转换器级，所述双向同步功率转换器级被配置为在切换节点处从输入部分产生切换电压并从所述低电压源产生高压波形。嵌入式控制器被配置为控制功率转换器级的切换。

通过研究以下附图和详细描述，本领域普通技术人员将明白本发明的其他系统，方法和特征。所有这些附加的系统，方法和特征都包括在本说明书中，在本发明的范围内，并受所附权利要求的保护。

附图说明

附图用于进一步了解本发明，并纳入本说明书并构成本说明书的一部分。附图示出了本发明的实施例，并与说明书一起用于解释本发明的原理。应当注意的是，可以例如通过省略与理解所示实施例的创造性方面无关的公知和/或不重要的元素来简化示意图。

图1是描绘示例性第一实施例驱动器拓扑的示意图。

图2a是二开关降压-升压驱动器的电路图，是图1降压-升压驱动器的第一替代方案。

图2b是二开关抽头电感降压-升压驱动器的电路图，是图1降压-升压驱动器的第二替代方案。

图2c是二开关反激降压-升压驱动器的电路图，是图1降压-升压驱动器的第三替代方案。

图2d是二开关反激降压-升压低边二次开关的电路图，是图1降压-升压驱动器的第四替代方案。

图3a示出输出布置的电路图，输出布置具有连接到电容性负载的全桥。

图3b示出输出布置的电路图，其中具有离散电压参考选择的全桥被连接到电容性负载。

图3c示出输出布置的电路图，其中具有模拟可变参考的全桥被连接到电容性负载。

图3d示出输出布置的电路图，输出布置具有连接到离散可变参考的负载。

图3e示出输出布置的电路图，其中输出布置具有连接到模拟可变参考的负载。

图4的电路图示出了现有技术的功率转换器的伪谐振操作。

图5的电路图示出功率转换器的一种较新的现有技术伪谐振操作，使用类似于图4电路的原理。

图6a示出了单向功率输入的第一替代实施例。

图6b示出了单向功率输入的第二替代实施例，其中使用有源开关降低输入中的损耗。

图6c示出了单向功率输入的第三替代实施例，更一般地，可以使用任何功率转换器。

图6d示出了转换器的第一替代实施例，其中双向转换器用于输入。

图7示出了两个电压图，示出了向双向转换器提供单向功率输入的效果。

图8是示例性浮动低压电源的示意图。

图9驱动器实施例的电路图，该实施例具有公共的高压侧栅极驱动器，与新的驱动器比较。

图10a是标准电流dac转换器的电路图。

图10b是用于快速建立电流输出节点的增强电流dac的电路图。

图11示出降低dac输出和交替路径之间的电压差的效果的曲线图。

图12是具有图10b的dac的示例性单传感器双向电流感测电路的电路图。

图13是示出本发明控制器的示例的示意图。

图14a是用于驱动器控制器的示例性实施例的示意性框图。

图14b是示例性控制配置的示意图。

图15是在150nf电容性负载中针对测量的101.8vpp、150hz波形的示例驱动器的输出曲线图，以及其频谱图，在1mhz带宽中thd+n为0.38％。

图16是一个曲线图，说明伪谐振同步降压操作与常规降压操作相比，在输入为5v的150nf电容中，100vpp输出可节省高达8.9％的功率。

图17是实时调整当前目标以实现精确打开/关闭行为的示意图。

图18a是图1转换器在升压模式下的波形图。

图18b是图1转换器在常规降压模式下的波形图。

图19是描绘了现有技术驱动器拓扑的示意图。

图20是高度集成的压电致动器驱动器的单个管芯实施例的示意图。

图21是图20的驱动器的变型例的示意图，包括替代性的输入部分。

图22是图20的全桥级的细节和相关电压图的示意图。

图23是图22的电路的较大图示。

图24是图22的电压图的较大图示。

图25a是混合分离主子dac电路的示例性实施例的示意图。

图25b示出了现有技术严格实施方式dac，该dac具有两个相同的子dac电路。

图26是组合两个图25a的混合dac的扩展范围saradc的示例性实施例的示意图。

图27显示针对图26的adc的完全转换周期，比较器输入电压的演变。

图28的示意图提供了嵌入在片上系统(soc)内的图26的adc示例性实施方式的概述。

具体实施方式

现在将详细参考本发明的实施例，其示例在附图中示出。在可能的情况下，附图和说明书中使用相同的参考编号来表示相同或相似的部件。

与图19中所示的现有技术驱动器相比，本发明的驱动器的实施例可以将电压比提高到超过10，并且可以实现低于1％的失真水平，同时在低功率输出下非常高效。由于尺寸和成本限制，针对压电驱动器使用分立部件实现拓扑不是一种选择，但高度集成的拓扑并不容易得到，因为由于工艺限制，大多数cmos工艺不能适应转换器的高效双向操作。

虽然在本实施例中使用的拓扑与图19的电路具有相似性，但是在单个集成电路中实现拓扑结构，其在用于驱动电容性负载(如压电致动器)的同时实现了显著降低的失真和高的功率效率，是向前迈进的重要一步，使得能够实现各种新应用，例如移动设备中的高清触觉反馈，压电冷却风扇和压电扬声器等。

电容式驱动器的示例性实施例，例如，用于双压电冷却喷射器(dcj)的驱动器，包括：功率转换器，其被配置为接收直流输入电压v输入作为输入，并产生干净的折叠正弦波形作为输出；以v输入为参考的展开级，配置为从转换器接收干净的折叠正弦波形，并将折叠的正弦波形展开成正弦波形；以及配置为控制驱动器的控制器。转换器可以配置用于双向操作。

图1示出了用于单相电压源的拓扑的示例性第一实施例100。第一实施例100可被描述为具有单个电感器l1的伪直流链路双向驱动器，其提供低于0.5％的总谐波失真(thd)，并使功率接近负载所使用的有效功率。来自原型的示例性结果，由3.6v电源在150nf负载中，对于100vpp150hz正弦曲线产生64.04mw的总功率和0.38％的thd+n。

第一实施例100的电路包括输入级110、正向升压/反向降压级120和展开级160。由于要处理的高功率，第一实施例100的电路可以以分立部件实现。输入级可以包括电压源v输入，例如电池。输入级在下面更详细地描述(参见图7a-7d)。降压-升压级120是正向升压/反向降压转换器，其产生干净的折叠正弦波形。降压-升压级120包括连接到v输入的电感器l1，连接在l1和地之间的第一低边开关q1，以及连接在l1和展开级160之间的第二开关q2。第一开关q1和第二开关中的晶体管的栅极可以连接到栅极驱动器(未示出)。

虽然第一实施例被描述为用于正弦波形，但本领域普通技术人员将了解，本文描述的实施例可以在任意和复杂波形上操作，例如，方波，三角波，am调制波，fm调制波，并且不限于在正弦波形上操作。

例如，具有dcj的电感器l1可以是100μh电感器。可以选择电感器l1值以便(1)实现目标失真(较低的电感增加切换频率并且减小失真/thd+n)，和/或(2)使切换频率最小化。一般来说，较低的切换频率对应较低的功耗。

开关q1和q2可以是相同类型，这可以是集成电路(ic)实现的最实用选择，尽管可以使用具有混合开关的实施例。开关q1和q2可以是例如gan，pmos，mems开关以及其他可能的开关。

展开级160参考v输入而不是gnd。展开级包括负载165，例如电容器或压电冷却喷射器，以及开关q3、q4、q5和q6。因此，为了得到0v差分，输出电压和输入电压相等。将负载165两端的输出电压增加到高于输入电压v输入，会产生信号幅度。可以通过展开级160的配置来选择输出波形的极性。因此，使用降压-升压级120的二开关升压转换器拓扑作为功率级是足够的，因为输入电压只需要被逐步提高。

降压-升压级120的双向操作使得能够对电容性负载165进行节能控制。全桥配置参考输入级110的输入电压(v输入)而不是接地，并在展开级160的负载165上将信号展开为正弦波形。

最大输出电压可以具有v输入+vp的值，其中vp是差分输出信号幅度。电压开销v输入对系统效率的影响有限。通过负载的电流返回到v输入，而不是gnd。因此，没有直接功率耗散与电压开销相关联。然而，由于转换器100在较高转换比下的效率略低，因此可能存在小的损失。

假定由第一实施例的转换器100处理的功率大约为100mw且输出电压超过50v，则直流和切换损耗都很重要。在边界导通模式(bcm)下运行转换器100提供了一个良好的折衷方案以最小化这两者。在此模式下，流过电感器l1的电流在切换周期结束时返回到零，然后在下一个周期立即开始上升。与连续导通模式(ccm)相比，bcm提供了零电压切换(zvs)的机会，从而降低了切换损耗(∝fcv2)，其中f是切换频率，c是切换节点处的寄生电容，v是切换节点处的最小电压值和最大电压值之间的电压差。与不连续导通模式(dcm)相比，第一实施例100提供较低的均方根(rms)电流，从而减少直流损耗(∝irms²r)，其中irms是均方根电流，r是当前路径的电阻。

以下根据第一实施例100描述bcm及其在具有高转换比的转换器中的局限性。在这种情况下，对于从3.6v输入到50vac输出，转换比可达14.9。在图18a中，呈现了以升压模式操作的转换器100的典型波形。首先，q1导通，电感器l1电流线性上升。当q1关断时，切换节点处的电压增加到输出电压值。这里，q2的体二极管导通并对输出充电。当电感器l1电流达到0时，二极管关断，切换节点电压vsw开始振荡。在第一实施例100中，由于升压转换器电压增益大部分时间大于2，因此vsw减小到略小于0并且导通q1的体二极管。于是，q1在零电压切换条件(zvs)下再次导通，从而减少了与切换节点处的寄生电容相关的切换损耗。

图18b示出了降压模式的类似情况。开关q2导通，vsw等于输出电压，电感l1电流幅值增大。当q2关断时，vsw进入gnd，q1体二极管导通。在这种情况下，二极管电压下降会由于低的v输入而产生不可忽略的直流损耗。当电感电流达到0时，lc槽开始振荡。在这种情况下，l是l1，c是节点开关处所有寄生电容的总和。vsw在大约2v输入处达到最大值，此时q2导通，进入下一周期。输出电压和v输入之间的显著差异限制了降压模式下该切换机构的功率节省。

当降压-升压级120正在执行降压操作时，在此将其称为降压转换器120。将降压转换器120作为伪谐振同步降压转换器操作，通过实际消除sw节点电容引起的切换损耗和降低二极管电压降引起的直流损耗，提高了转换器的总体效率。在此模式下，两个开关以降压模式使用。当q2关断时，q1在zvs状态下导通。电感器l1电流不通过二极管而是通过q1，这减少了直流损耗。然后q1保持接通直到电感器累积足够的能量以将vsw充电到v输出。当q1关断时，vsw达到v输出,q2在zvs条件下接通，从而降低切换损耗。

图2a-2d中示出并在下面描述的替代电路块，可以将输出和输入电压之间的电压比提高到超过10：1，并且可以实现低于1％的失真水平，同时在低功率输出下非常有效。将拓扑结构实现为压电驱动器的分立部件可能由于尺寸和成本限制而涉及实际挑战，但是集成拓扑结构可能并不容易得到，因为由于制造工艺限制，大多数cmos工艺不能适应转换器的有效双向操作。

虽然图2a-2d替代实施例中使用的拓扑结构与图1中的电路相似，但该拓扑结构可以在单个集成电路中(通常不包括电感l)中实现，对于驱动电容性负载(如压电驱动器)具有显著的低失真和高功率效率。这是实现各种新应用而向前迈进的重要一步。

图2a-2d的替代实施例使用二开关功率转换器单元作为双向驱动器以采用低失真模拟波形控制电容性负载。为了达到预期的性能水平，设计了二开关功率转换器以确保切换频率足够高从而使得输出波形能够达到目标的低失真水平。所需频率可由下式估算:

其中fsw是转换器的切换频率，fsig是输出信号的频率。通过标准模拟理论，分辨率能够与理想的失真水平相关联。

图2a-2d描绘了可用于直接产生输出波形以控制电容性负载的二开关功率转换器的备选实施例的四个示例。图2a是描绘用于二开关降压-升压转换器221的驱动器拓扑结构的电路图。二开关降压-升压转换器221不需要变压器或耦合电感器，并且可以直接用于驱动负载上的单极信号(总是高于0)。图2b是描绘用于二开关抽头电感器降压-升压转换器222的驱动器拓扑的电路图。图2c是描绘用于二开关反激降压-升压转换器223的驱动器拓扑的电路图。图2d是描绘用于二开关反激降压-升压低边二次开关转换器223的驱动器拓扑的电路图。图2b、2c、2d的原理与图2a相同。当输出电压较高时，它们可能优于2a，因为它们可能获得较低的功率。实施方式的选择取决于应用的具体要求(例如，尺寸、功率和制造工艺)。替代转换器221-224证明，需要低失真模拟波形的电容性负载，可以直接被二开关双向转换器驱动。选择的确切拓扑可以是特定于应用的。转换器221可以使用同步切换、常规切换或两者的组合来实现应用的最佳性能。

图3a-3e呈现展开级160(图1)或输出级的不同配置301-305，其可用于不同的驱动器实施例以与电容性负载365连接。标准全桥配置301在图3a中呈现，其类似于展开级160(图1)。配置301包括负载365，例如电容器或致动器，以及开关q3，q4，q5和q6。这种配置可以使负载365上的有效输出电压信号加倍，这对于致动器转换为大约2倍的移位。全桥可以参考输入电压，以与功率转换器(如二开关降压-升压，图2a)一起使用。图3b示出了具有离散电压参考选择的全桥输出级302。图3c示出了具有模拟可变参考vref的全桥输出级303。图3d示出了输出级304，其中负载365连接到离散可变参考。而3e示出了输出级305，其中负载365连接到模拟可变参考vref。

如果第一级是二开关反激配置223(图2c)、224(图2d)，则全桥可以参考gnd，如图3b的转换器图303所示。在其他情况下，具有离散可变参考(图3c)的全桥转换器304可实现更高的功率传递效率。注意，虽然描绘了两个替代参考点(图3b中的gnd和v输入)，但是所示概念可以扩展到任意数量的离散参考点。在非常低失真的应用中，具有模拟可变参考的全桥可以减少失真并提高转换器级效率。如果需要单极输出，可以使用相同的方法，具有如图3d和3e所示的相同优点，。对于图3c中所示的转换器输出级303和图3e中所示的输出级305，三角形符号表示一个放大器，可以向该放大器馈送可变输入vref并控制负载365的这一侧。

图3b和3c或图3d和3e的组合电路，组合电路提供平滑特定参考电压之间的转变，同时实现更高的功率效率，因为可变模拟参考(其比简单开关效率低)可能仅在转变期间有效。这种组合可以提供模拟参考的较低失真优势，同时保留离散参考方法的大部分功率优势。

在上述实施例中，折叠波形被描绘为“半波形(正弦波)并且通过展开输出级160展开成完整波形。然而，在某些情况下，更好的方法是直接应用图2a的电路，而不使用图3a-3e的输出级，其中驱动器产生全波形。因此，虽然可能存在折叠波形为半波形的场景，但实施例并不旨在限于生成折叠(半)波形。

图4示出了功率转换器400的伪谐振操作，其在1991年首次提出，以减少高频转换器中的切换损耗。该设计基于固定输入和输出条件的知识以及包含由电感器和电容器组成的谐振网络。

图5示出了使用与图4电路原理类似的电路500的实施方式。同样，实施方式包括无源组件以实现该益处。高压电容器c1和c2包含在电路中，因此增加了解决方案的成本和尺寸。此外，该实施方式是一个dc/dc转换器，因此输入/输出电压关系是静态的，从而简化了问题。

与例如如图19所示的先前的电路相比，第一实施例100(图1)可以在伪谐振模式下操作而不添加任何专用的无功(电感(l)或电容(c))分量。这提供了伪谐振操作的好处而无需使用额外的组件。伪谐振操作持续监测输出电压。输出电压用于计算第一低边开关q1脉冲所需的电流，以实现将切换节点伪谐振充电到输出电压。此外，由于输出/输入关系不断变化，控制器动态地将每个切换周期q1中所需的电流调整到当前的操作条件。由于在某些时候，转换器需要处理低于其能力的功率水平，因此伪谐振实施方式可识别非连续导通模式(dcm)并在零电流开关(zcs)模式下关断q1以结束同步切换周期，而不会在电路中损失额外的能量。当转换器处于dcm并且需要新脉冲来传输能量时，电路首先通过接通q1来恢复，以产生伪谐振脉冲，并且避免硬切换第二开关q2时的高切换损耗。

虽然功率转换器的双向操作在许多应用中都有应用，但由于电流反向流动时形成寄生晶体管，单芯片双向转换器在标准cmos技术中并不实用。为了解决该问题，可以使用绝缘体上硅(soi)技术来实现第一实施例驱动器100。这使得驱动器能够在单芯片上实现其所有开关q1-q6，从而减小了解决方案的尺寸和成本。

双向转换器在两个方向上传输功率：输入到输出，输出到输入。当双向转换器用于驱动电容性负载时，可以假设在波形周期(其中，输出在相同电压水平下开始和结束)的净能量流由于能量守恒定律可以是从输入到输出的。系统中的损耗使得进入系统的能量必然大于离开系统的能量。而且，在功率转换器中，一般情况是电压转换比越统一，由于更低的损耗，转换效率越高。

向双向转换器提供单向功率输入会导致以下情况发生。首先，当功率转换器处于正向模式(输入到输出)时，从输入源获取功率。其次，当处于反向模式(输出到输入)时，回收的能量在输入能量存储装置(例如电容器)上累积。

电容器上的能量累积导致输入电压增加，从而降低电压转换比并导致更高的总功率效率。图7中的电压图示出了这一点。vp1(上图)是负载两端的差分电压，v输入(下图)是系统的输入电压，v输入l是双向转换器输入端的电压。在阶段0中，当转换器第一次以正向模式操作时，v输入1与v输入处于相同的值。在阶段1中，转换器变为反向模式。回收的能量累积在双向转换器输入能量存储装置上。因此，v输入增加。当转换器在阶段2中变回正向模式时，它开始消耗c1上累积的能量(此阶段没有电流从v输入流出)。当v输入1达到v输入时，转换器再次开始使用来自v输入的能量(阶段3)。只要转换器工作，阶段1,2和3就会重复。通过两种方式实现节能。首先，在阶段2和3期间，电压转换比降低，从而产生更高的效率。其次，流入/流出v输入的均方根电流(irms)减小，因此直流损耗(∝irms²r)减小，其中r是从系统电源(例如电池)到v输入的电流路径的寄生电阻。单向功率输入的另一个好处是，它允许在任何系统中安全地连接双向转换器。例如，来自驱动器负载的能量回收在系统功率输送网络中产生反向电流。如果电源是电池，这种反向电流可能会带来安全隐患；如果系统设计时假设所有负载都是电阻性的(电流只沿一个方向流动)，则这种反向电流可能会带来功能隐患。可以通过以下方式来调整精确的电压增加：首先计算可从负载恢复的最大能量，然后适当地确定输入电容器(c1)的大小以实现所需的电压增加。

图7a-7d示出了单向功率输入的四个替代实施例。最简单的实施方式是如图6a所示的二极管d1，图6a具有电源、二极管d1、电容器c1、双向功率转换器705和负载765。图6b呈现了一种实施方式720，其中，可以使用有源开关721代替二极管d1来降低输入损耗。如果开关721具有允许两个方向上的电流的能力，则可以使用反向传导能力来在转换器准备关闭时恢复存储在电容器c1中的能量。图6c示出了，更一般地说，可以使用任何功率转换器，例如单向功率转换器735。包括单向功率转换器735的潜在优点是它可以将v输入1的基值增加到v输入以上。电压的升高使主功率转换器能够以较低的电压转换比运行，从而获得更好的整体效率。基于电荷泵和电感的转换器是可能的功率输入级的实例。最佳实施方式取决于应用。与图6b类似，图6d示出了针对输入使用双向转换器745。虽然图6d的驱动器具有双向能力，但其反向功率传输能力只能在主转换器即将关闭时使用以恢复电容器c1上可用的能量。在电容器c1上检测到过电压情况时，还可以使用反向功率能力，以防止电路故障。

在典型的升压式转换器中，输出装置例如开关q2(图1)优选地是分立部件或在不同的管芯上，以避免在标准cmos工艺中触发寄生晶体管。触发这些寄生器件显著减少了从输入端传输到输出端的能量，因为大量的能量通过这些寄生路径连接到衬底。目前，在转换器中集成单个正向二极管是非常规的，并且是资料表中的突出特征。

在图1的拓扑结构中，可能会有多达5个有问题器件，特别是q2，它在任何升压转换器的布置中充当输出二极管，但当转换器将能量从输出转移到输入时，q3-q6也是如此。为了解决该问题，第一实施例可以采用绝缘体上硅cmos技术。该技术消除了寄生器件，从而实现了驱动器的完全集成或几乎完全集成。

将全桥(q3，q4，q5，q6)用于低成本高度集成的ic可能是一个问题，因为四个开关没有参考gnd，这增加了控制它们所需的面积，尺寸和功率。对此，可以利用soi技术能力。图4示出了位于v输入电压水平之上的低压电源。通过使用电荷泵，可以产生为输入电压两倍的输出电压。但是，两倍的输入电压会给晶体管带来过大的电压应力。为了解决这个问题，全桥驱动器以v输入而不是gnd为参考。因此，全桥驱动器装置两端的电压变为v输入，即正常操作电压。

图8的电路800仅解决驱动q4和q6的问题，其以v输入为参考。对于q3和q5，可以使用不同的电路。图9中示出了一个常见的实施方式900，驱动q3。这里，驱动q3使用非常大的电容器(例如几十nf的c1)以存储足够的能量，以便能够在q3的源极电压高时，为驱动器控制的q3供电。一旦q3的源极电压再次变低，就可以对电容器c1进行再充电，为下一个周期做准备。这种方法可能不适用于高度集成的解决方案，因为c1可能由于其高电容而不能集成在芯片上。此外，该方法需要设计者保证c1的某个刷新率以能够确保驱动器正常工作。这意味着高压不能保持很长时间。

图9的电路900解决了这些问题。当节点2为低(＝v输入)时，可以通过由d3对c2充电来激活q5的栅极。d3连接到q4的栅极。此充电路径不是必需的，但可以使q5更快地接通。然后，当节点2开始变高时，可以刷新c2上的电荷以抵消与q5的寄生电容和泄漏路径相关联的电流。为此，d1，d2和c3的组合充当电荷泵，使q5的栅极(大约v输入v)保持高于其源极。为了关断q5，开关q7被接通。此处描述的所有组件可能非常小，因为c2上需要替换的电荷非常少。例如，电容器处于pf范围内，并且二极管非常小，因为需要非常小的功率。此外，这种布置使处理任意波形成为可能，而不会对用户施加任何刷新率约束。这种全桥驱动器使得能够以非常小的驱动器面积开销在芯片上集成全桥。

通常，电流数模转换器(dac)具有连接到电源电压的交替的电流路径，如图10a的电路1010所示。然而，当dac值改变时，由于节点1和节点2之间的电压变化较大，每一位线的寄生电容需要更长的时间来稳定(settle)。为了改善这一点，两个电流路径通过偏置在适当电压v偏置的一对级联装置连接，如图10b的电路1020所示。这减少了dac值的变化与dac输出稳定到新值之间的时间。图11了显示模拟结果。vcasc＝0.45的结果针对的是当交替的电流路径被连接到处于与输出相似的电压水平的电压源。

图11为减小dac输出与备用路径之间的电压差的效果。差值越小，瞬态电压越小，稳定越快。在本实施例中，这使得电路能够使用较小的消隐时间来进行电流检测。如这里所使用的，“消隐时间”指的是当检测到电流值变化时，参考值稳定到所需值之前的有限时间。在消隐时间内，传感器输出可能被停用，以避免错误触发。在更高的水平上，这可以实现更精确的电流检测以及最终波形的更低输出失真。

一般来说，电流控制可以通过以下方式实现：与电感器串联的电阻器、并联的rc电路或与每个开关并联的sensefet(感测场效应管)。在这种驱动器中，期望高精度电流感测以在同步模式下操作，因为开关应当在绝对零电流下关断(与可以由控制器自动校正的峰值电流检测相反)。使用并联rc电路不是一种选择，因为该电路在dcm下运行。sensefet方法可能适用于低边开关(q1)。然而，由于q2的电压波动较大，难以为开关q2实现高精度的sensefet。此外，为了避免必须为q2zvs创建高侧zvs检测电路，即使两个开关都关断，串联电阻也能提供良好的电流检测能力。这使得能够在没有附加电路的情况下检测理想点以接通q2。

在本实施例中使用的电流感测电路优选地在每个切换周期中检测多达3个不同的事件，以实现转换器的高效率。将所有这些事件重新组合在单个传感器中可以提供更高的传感器功率以获得更高的性能，因为它替代了三个传感器。

由于转换器中的条件变化很大，电流检测电路的相对固定的延迟意味着，所需切换点和实际切换点之间可能会发生不同的偏移，这很重要，因为如果同步整流器在-30ma而不是0ma时关闭，效率可能会低得多。因此，控制器可以根据瞬时条件计算电流感测电路的不同偏移，以使得开关能够在正确的时间激活。

先前描述的增强型电流dac与双向感测方案的结合使得能够重复使用相同的dac和比较器来感测两个方向的电流。它还能够以极低的面积成本实现有效dac分辨率的一位增加。例如，如果dac是9位dac，则此配置允许检测-511至511ma的电流，而不是传统连接中的0至511的电流范围。这种电路的实施例如图12所示。感测到的目标电流流过s1。根据s1配置的不同，电路将电流值解释为正值或负值。q1，q2和q3构成下面描述的增强型电流dac。如果dac电流为0，被测电流也为0，则两个电流源i1和i2匹配(相同的电流)，并将比较器的两个输入偏置在相同的电压。r2和r3是匹配电阻，提供直流偏移，以使得能够进行双向传感，并简化比较器操作。当电流流过r1时，比较器输入端的电压根据i*r1变化。改变dac值改变了r1中所需的电流，使得比较器的两个输入可以返回到相同的电压水平。然后比较器触发，以指示已达到所需的电流阈值。

尽管晶体管被用于电源开关的当前实施方式，mems开关可以在将来用于降低电源路径电阻和简化高压侧开关的控制。mems开关的示例由通用电气(2015)制造。

低失真是压电致动器驱动器的重要性能标准。虽然功率级设计和反馈路径的分辨率限制了失真水平，但控制算法确保完整的解决方案实现了更好的前景而不是更高的失真水平。尽管由于操作条件变化很大，固定pi控制器就足够了，但是需要将控制器参数设置为最保守的设置，以确保所有情况下的稳定性。但是，这不足以减少失真。利用数字控制器的灵活性，为当前实施例下的驱动器设计的控制器使其比例和积分增益适应瞬时操作条件(输出/输入电压，频率)，从而产生高达20db的失真改善。

电流数模转换器dac的自动偏移调整，可始终实现精确的零电流切换。由于功率转换器状态变化很大，因此通过控制器的固定延迟并不总是在开关时间精度方面产生相同的结果。在一种情况下，试图在0ma时关断开关，可能会在-2ma时关断，而在另一组情况下，可能会导致在-30ma时关断。这种不确定性在功率损耗和输出质量(失真)方面都给控制器带来了问题。为了解决该问题，控制器自动将目标电流校正为“人工电流目标”(artificialcurrenttarget)。当电流传感器以该人工值触发时，控制器接通/关断预期的开关。因为校正函数(f(转换器状态))了解系统，所以在“人工电流目标”处触发的开关有利地以预期的目标电流值接通/关断。重要的是，这使得能够在正确的时间打开高侧开关(q2)以实现零电压切换，从而导致降低功率，但可能更重要的是，更低的失真。

用于控制驱动器的控制器1300，例如数字控制器，可以是计算机，其示例在图13的示意图中示出。控制器1300包含处理器1302，存储设备1304，存储器1306，其中存储有限定上述功能的软件1308，输入和输出(i/o)设备1310(或外围设备)，以及本地总线，或允许在控制器内进行通信的本地接口1312。本地接口1312可以是，例如但不限于，一个或多个总线或其他有线或无线连接，如本领域中已知的。本地接口1312可以有附加元件，为了简单起见省略了这些附加元件，例如控制器，缓冲器(高速缓存)，驱动器，中继器和接收器，以实现通信。此外，本地接口1312可以包括地址，控制和/或数据连接，以实现上述组件之间的适当通信。

处理器1302是用于执行软件的硬件设备，尤其是存储在存储器1306中的软件。处理器1302可以是任何定制的或市售的单核或多核处理器、中央处理器(cpu)、与当前控制器1300相关的若干处理器之间的辅助处理器、基于半导体的微处理器(以微芯片或芯片组的形式)，宏处理器，或通常用于执行软件指令的任何设备。

存储器1306可以包括易失性存储器元件(例如随机存取存储器(ram，例如dram、sram、sdram等)和非易失性存储器元件(例如rom、硬盘、磁带、cd-rom等)的任何一个或组合。此外，存储器1306可以包含电子、磁性、光学和/或其他类型的存储介质。注意，存储器1306可以具有分布式架构，其中各种组件彼此远离地放置，但是可以由处理器1302访问。

根据本发明，软件1308限定由控制器1300执行的功能。存储器1306中的软件1308可以包括一个或多个单独的程序，每个程序包含一个用于实现控制器1300逻辑功能的可执行指令的有序列表，如下所述。存储器1306可以包含操作系统(o/s)1320。操作系统基本上控制控制器1300内的程序的执行，并提供调度，输入-输出控制，文件和数据管理，存储器管理以及通信控制和相关服务。

i/o设备1310可以包括输入设备，例如但不限于键盘，鼠标，扫描仪，麦克风等。此外，i/o设备1310还可以包括输出设备，例如但不限于打印机，显示器等。最后，i/o设备1310还可以包括经由输入和输出进行通信的设备，例如但不限于调制器/解调器(调制解调器；用于访问另一个设备，系统或网络)，射频(rf)或其他收发器，电话接口，桥接器，路由器或其他设备。

当控制器在操作中时，处理器1302被配置为执行存储在存储器1306内的软件1308，以与存储器1306进行数据通信，并且大体上根据软件1308控制控制器的操作，如上所述。

当控制器的功能运行时，处理器1302被配置为执行存储在存储器1306内的软件1308，以将数据传送到存储器1306和从存储器1306传送数据，并且通常根据软件1308控制控制器的操作。操作系统1320由处理器1302读取，可能在处理器1302内缓冲，然后执行。

当控制器通过软件1308中实现时，应当注意，用于实现控制器的指令可以存储在任何计算机可读介质上，以供任何计算机相关设备，系统或方法使用或与之结合使用。在一些实施例中，这样的计算机可读介质可以对应于存储器1306或存储设备1304中的任一个或两者。在本文件中，计算机可读介质是一种电子、磁性、光学或其他物理设备或手段，可以包含或存储计算机程序，供计算机相关设备、系统或方法使用或与之连接。用于实现该系统的指令可以包含在任何计算机可读介质中，以供处理器或其他这样的指令执行系统，装置或设备使用或与之结合使用。尽管已经通过示例提到了处理器1302，在一些实施例中，这样的指令执行系统，装置或设备可以是任何基于计算机的系统，包含处理器的系统或可以从指令执行系统，装置或设备获取指令并执行指令的其他系统。在本文件的上下文中，“计算机可读介质”可以是能够存储，通信，传播或传输程序以供处理器或其他这样的指令执行系统，装置或设备使用或与之结合使用的任何装置。

这样的计算机可读介质可以是例如但不限于电子、磁性、光学、电磁、红外或半导体系统、仪器、装置或传播介质。计算机可读介质的更具体示例(非穷举列表)将包括以下几点：具有一根或多根电线的电连接(电子)，便携式计算机磁盘(磁性)，随机存取存储器(ram)(电子)，只读存储器(rom)(电子)，可擦除可编程只读存储器(eprom，eeprom或闪存)(电子)，光纤(光学)和便携式光盘只读存储器(cdrom)(光学)。注意，计算机可读介质甚至可以是纸张或打印程序的其他合适的介质，因为程序可以通过例如纸张或其他介质的光学扫描以电子方式捕获，然后在必要时以合适的方式编译，解释或以其他方式处理，然后存储在计算机存储器中。

在控制器以硬件实现的替代实施例中，控制器可以用以下技术中的任何一种或组合来实现，这些技术在本领域中是众所周知的：具有用于在数据信号上实现逻辑功能的逻辑门的离散逻辑电路，具有适当组合逻辑门的专用集成电路(asic)，可编程门阵列(pga)，现场可编程门阵列(fpga)等。

在本发明中，比例积分微分控制器(pid控制器)描述了控制回路反馈机制(控制器)。pid控制器连续计算误差，作为所需设定值和测量过程变量之间的差值。控制器试图通过将控制变量(例如致动器的位置)调节到由加权和确定的新值，来使时间内的误差最小化。比例响应可通过将误差乘以恒定比例增益(kp)进行调整。

图14a和14b是控制驱动器的示例性实施例1410,1420的两个框图，提供紧凑，低功率，低噪声的压电冷却。在这些实施例中，控制器1410、1420使用通过数字控制器内部不同状态变量获得的与驱动器当前状态有关的信息，以调整控制器的比例增益kp和积分增益(ki)。因此，波形失真减小。图14a更具体。图14b更一般地示出根据驱动器状态变量的函数改变kp和ki的大小如何增强系统性能。图14a和14b指示了转换器切换频率(fsw)，要跟踪的电压基准(vref)，比例增益(kp)，积分增益(ki)，转换器传递函数(h(z))，外部干扰(d)，反馈增益(增益)和转换器的输出电压(v输出)。在最简单的实施例中，kp可采用输出电压线性地改变大小(kp'∝v输出×kp)，并且ki可采用切换频率(fsw)线性地改变大小(ki'∝fsw×ki)。d表示在实际实施方式中可能存在的任何干扰。h(z)表示系统在离散时间表示中的传递函数。z^-1是一与使用离散时间表示的控制器中常用的z变换相关联的算符。在示例性实施例中，fsw在150khz和1mhz之间的范围内。

图15和16示出了使用图11的原型的结果。图15显示了150nf电容性负载中由3.6v电源原型产生的150hz，101.8vpp正弦波。即使没有磁输出滤波器，原型在1mhz带宽内也能达到0.38％的thd+n。频谱表明，在数百khz范围内，转换器的切换噪声不会显著劣化波形。在该工作点，原型功耗为64.04mw，其中40.00mw来自电源路径以及24.04mw来自排除了fpga的控制器。该结果是提供高压低失真输出的现有单电感解决方案的13.85分之一至7.81分之一。与常规降压模式相比，伪谐振同步降压模式的功耗降低了高达8.9％，如图16所示。

对于本领域技术人员显而易见的是，在不脱离本发明的范围或精神的情况下，可以对本发明的结构进行各种修改和变化。例如，示例性驱动器可以使用除dcj之外的其他类型的压电致动器，例如，触觉反馈致动器或微型机器人致动器。更一般地，当与需要高电压/低失真波形的任何电容性负载(例如静电致动器，如微镜、机电聚合物、电活性聚合物或其他类型的mems器件)一起使用时，示例性驱动器可能是有利的。

除了上述实施例的好处之外，另一个重要的好处是使电路与各种能量源兼容。例如，如果将一个双向功率转换器连接到某种类型的电池作为输入源，使用以前的转换器，电池可能无法吸收电流(例如不可充电电池)，或者需要以非常可控的方式吸收电流以避免潜在的故障(例如锂离子电池)。单向电源解决了这个问题，例如，在系统集成期间。

以上描述提供了高压电容致动器的示例性实施例。以下描述高度集成的压电致动器驱动器的示例性实施例。优选地，在该实施例中，输入在3v-5v范围内，具有大约几十至几百的vpp(峰值到峰值)的输出，例如，已经构建了具有100vpp和200vpp输出范围的原型。可以根据特定应用的需要来改变输出范围的大小。致动器驱动器可具有低功率输入，例如，低于100mw，输出波形总谐波失真和噪声(thd+n)低于0.50％。在最大电容性负载(例如330nf)和最大输出电压(例如100vpp)下，输出带宽高达300hz。同一器件可以适应输出带宽，电容性负载和输出电压的不同组合。例如，最大平均输出功率(p)可以通过以下公式计算：

其中f是输出波形的频率，c代表电容性负载，vpk代表波形的峰值幅度。对于针对p＝p示例设计的特定实施例，f，c和vpk的任何组合都是可能的，只要得到的p低于实施例的最大值p(p示例)，vpk等于或低于所用功率器件的击穿电压，并且f低于实施例的最大反馈带宽和/或切换频率。在一些示例性实施例中，最大反馈带宽可以是500khz，并且最大切换频率在几百khz范围内，因此实际最大频率在50khz的范围内上升。实施例可以以小型(pcb和管芯)，单电感器，高度集成的低功耗拓扑来实现。所述实施例具有输入级，该输入级向高频双向功率转换器进行馈送，产生由全桥低损耗开关网络接收的折叠波形，该网络将折叠波形展开以驱动电容性负载。

如背景技术部分所述，压电致动器用于越来越多的应用中，例如触觉反馈系统，冷却风扇，音频驱动器和微型机器人。然而，为了充分发挥其潜力，这些致动器需要驱动器能够有效地产生高电压(相对于输入，例如20vpp和高达100vpp及以上)，并且，在某些应用中，低频(低于300hz)模拟波形来自外形小巧的低电压源(3至5v)。某些应用，如压电(pzt)冷却风扇，进一步要求低失真波形(thd+n<1％)，以最大限度地减少致动器发出的声音。现有的小型pzt驱动器的解决方案通常是采用功率转换器来升高低电压，接着是高压放大器。虽然包络跟踪有助于降低放大器功率，但这些设计都不能恢复为提高效率而存储在致动器上的能量。虽然差分双向反激式转换器可以恢复能量，但它使用四个电感器，从而导致显著的尺寸损失。

如本文所用，高压通常是一个相对术语，表示高于输入电压v输入的电压范围，例如输入电压的两倍，或比输入电压高(或更高)的数量级。

如上所述，虽然本实施例描述用于低频应用(低于300hz)，但本发明不限于低频，并且替代实施例可适用于更高带宽应用，例如，音频驱动器(0-20khz)，等等。

该示例性实施例包括单电感器，高度集成的双向高压致动器驱动器，其尺寸小于先前的现有技术解决方案，实现了功率降至12.6分之一和thd+n降至2.1分之一。测量结果显示，来自3.6v电源的高达100vpp与thd+n为0.42％的200hz正弦波形，且耗散57.7mw以驱动150nf电容器。除了pzt致动器之外，ic还可以驱动任何类型的电容性负载，例如静电和电活性聚合物致动器。

如图20所示，示例性驱动器包括：驱动器集成电路(ic)2020，其驱动输出电压v输出两端的负载2090；以及输入部分2010，其中输入电压v输入馈送至一个外部电感器l1(在驱动器ic2020的外部)、一个滤波电容c滤波器和一个感测电阻r1。例如滤波电容器c滤波器可以在负载电容的5％的范围内(例如，针对150nf负载，其为10nf)，并且可以用于滤除高频切换噪声。驱动器ic2020包括三个主要模块2030，2040，2050。在虚线内示出的双向同步功率转换器级2030通过以下方式从低压输入电压源(v输入)产生折叠波形(v折叠)：在正向升压模式中将小的能量增量转移到负载2090，以及在反向降压模式下转移来自负载2090的小的能量增量。在点划线内部示出的低频全桥级2040通过四个高压开关m3-6展开折叠波形，以在负载2090上产生全摆幅信号(例如，-50v至50v)。最后，在虚线内部示出的嵌入式控制器2050实现了若干技术以实现低功率和低失真，下面将进一步描述。

在优选实施例中，驱动器ic2020的拓扑结构可以平衡功率，尺寸和性能，以使得能够以最小的开销使用高压致动器。将全桥级2040参考到v输入使得采用二开关(m1，m2)功率转换器拓扑结构的功率转换器级2030能够进行低失真过零，以产生高于gnd的电压。通过避免四开关降压-升压或二开关反相降压-升压拓扑，驱动器ic2020可以分别具有较小的管芯面积(即，两个开关)或更简单的管芯偏压(即，没有负电源)。虽然通过外部r1的直流电流检测会消耗更多功率，但它使得能够在所有工作条件下实现精确的双向电感器电流监视。

嵌入式控制器2050可以实现多种技术以降低直流损耗(pdc)和切换损耗(psw)，并改善波形质量。首先，边界导通模式(bcm)操作减少了损耗并减小了电感器l1的尺寸。电感器的尺寸可取决于负载大小。在具有100vpp和200vpp输出的示例性实施例中，可以使用10μh至100μh范围内的电感器。此外，电感器l1的尺寸可以设定为使切换频率(fsw)最小化，同时实现目标thd+n和信号带宽。较小的电感器l1通常增加fsw，从而增加psw，但是为电感器l1选择较小的值可以使控制器能够更精确地跟踪参考波形，从而减小thd+n。电感器l1的较低值还可以使更多能量能够传递到负载2090或从负载2090传递出更多能量，从而增加输出信号带宽。

当zvs检测器2053检测到切换节点电压vsw的零电压条件并向数字控制器2051发信号时，可以通过例如功率转换器级2030的60v高压开关m1，m2的零电压切换(zvs)来进一步减小psw。zvs检测器可以是检测节点vsw处的电压何时低于特定阈值(例如3v)的硬件块。可以基于特定实施方式来优化阈值，以将节点vsw的lc谐振频率和系统硬件中的其他延迟源考虑在内。在升压模式下，零电压切换(zvs)可发生在传统的同步切换中。然而，在反向降压模式中，嵌入式控制器2050可以实现伪谐振同步(prs)操作以实施第二开关m2的零电压切换(zvs)。第一开关m1保持接通直到电感器l1的电流il达到足以将切换节点电压vsw充电到v折叠的电流阈值。因此，第二开关m2以零电压切换(zvs)导通，并且在电流波形中不出现不连续性。数字控制器2051可以逐周期地设置电流阈值，以精确地生成折叠波形，同时减少切换损耗。数字控制器2051可以实现自适应比例积分(pi)算法，该算法相对于诸如驱动器2000的输出电压和切换频率之类的状态变量来动态地调整其增益，因此，能够在负载2090的整个输出电压范围内更准确地跟踪参考波形。

数字控制器2051实现若干关键功能，包括跟踪通过spi接口提供的参考波形的算法，管理不同的开关控制信号以达到理想的状态，以及将输出上的电压实时反馈给用户的能力。由于诸如压电致动器的电容性负载在机械受压时也产生电压，因此数字控制器2051可以被配置为读取输出并将信息传送给用户。这使得驱动器2000、2100也可以用作传感器，其可以在诸如触觉反馈之类的系统中有用，该触觉反馈基于施加到致动器的机械应力(例如按钮)而作出反应，或检测致动器何时精确地以其共振频率运行(例如风扇应用)。

数字控制器2051可以实时提供输出的状态和/或电压，并且还可以可选地提供其他功能，例如处理驱动器ic2120的不同功率状态。虽然图20和21有单箭头指示数字控制器2051的输入，通常有某种形式的信息从数字控制器2051返回到源块(电流反馈2052、zvs2053、adc2055、spi2054)。箭头表示信息的“主要”流动，但标准的是信息双向传递。例如，spi2054如果是全双工接口，那么信息可由同一链路发送和接收。

电流反馈传感器2052在操作过程中提供所有可能切换条件下的双向电流感测，例如，边界导通模式，不连续导通模式和连续导通模式。电流反馈传感器2052确保第一开关m1和第二开关m2在正确的时间接通/断开，以避免vsw节点处的高切换损耗。

如图20所示，第二开关m2可以是n型晶体管，其源极参考vsw。为了适当地控制其栅极，电平移位块2032将来自数字控制器2051的控制信号(参考地)转换为参考浮动节点(vsw)的信号。在第一实施例中，电平移位块2032使得能够将数字控制信号幅度从数字逻辑电平调整到适合于开关m2的较高幅度，例如，从1.8v调整到5v。

电平移位块2032可以将信号的参考节点从地改变为任意浮动节点，在这种情况下为vsw。虽然图20示出了用于开关m1、m2的n型晶体管，但是在替代实施例中，可以使用p型，其对电平移位块有类似要求。对于p型开关晶体管，电平移位块2032可以使用浮动自举电源(未示出)以为电平移位块2032的输出提供期望的电平。

理想的是，差分信号(v输出+-v输出-)是非常干净的。但是，在v输出+或v输出处的信号不必以地为参考。差分放大器2056连续测量v输出+和v输出-之间的差分电压，并将该差分转换为馈送到模数转换器(adc)2055的单端信号，该模数转换器向数字控制器2051提供输出的数字表示。

在全桥级2040的输出端，输出第三开关m3，第四开关m4，第五开关m5和/或第六开关m6在操作期间被视为接通或断开低电阻开关，因为它们不会显著影响输出的质量。这可以通过连接v折叠节点和v输入节点之间的差分放大器2056来实现，而不是直接连接到v输出+和v输出-。这可以简化反馈，因为差分放大器2056的输入总是正的。这为单芯片集成提供了两个好处：(1)可以使用简单的差分放大器2056，与全差分放大器或需要正负电源覆盖双极输入的差分放大器相比，它节省了芯片面积；(2)使用20中所示的配置，可以放宽放大器的共模抑制比，因为共模可以固定在由v输入(dc电压)和反馈比限定的值。这也有利于优化放大器模块的尺寸和功耗。

图20示出了数字控制器2051的四个主要输入。在替代实施例中，数字控制器2051可以有更多或更少的输入。串行外围接口(spi)2054是使外部微控制器(或其他设备，例如计算机)能够经由数字控制器2051向/从驱动器2000发送/接收信息的通信协议，例如用于特定实现的参考波形和内部设置。应该注意的是，spi是可以实现为与数字控制器2051接口的若干数字通信协议之一的示例。通信接口的其他示例包括但不限于i2c，tdm和i2s。

电流反馈传感器2052随时向数字控制器2051提供关于流过电感器l1的电流的信息。数字控制器2051被配置为使用该信息来决定何时切换开关m1、m2。zvs检测器提供关于切换节点vsw处的瞬时电压的信息。数字控制器2051可以以不同的方式使用这些信息，这取决于驱动器200工作在dcm、bcm还是ccm中以及取决于平均电流的方向。adc2055提供输出的数字表示。与数字控制器2051已经在全桥级2040的状态下具有的信息相结合，数字控制器2051可以使用来自adc2055的输入信号来计算输出电压相对于通过spi2054发送的参考波形的误差。

图21示出了图20的驱动器2000的变型2100。变型2100基于驱动器2000(图20)，并且包括使用来自图6b的单向功率输入720的驱动器ic2120的实施方式。这里，v输入位于芯片的主电源(在单向功率输入开关m9的芯片侧)。v总线表示向许多芯片/子系统提供电流的系统中的通用电压源。与图20相比，图21示出了根据单向功率输入720(图6b)利用单向功率输入级2110实现驱动器ic2120，其中，有源开关721(图6b)被实现为第九开关m9和提供输出的比较器2156，提供的输出被接收作为数字控制器2051的输入。这里，输入的电压v总线通过具有第九开关m9的单向功率输入级2110被馈送至c1和虚线所示的比较器2156，c1成为图21中相当于图20中的v输入的点。

5v电荷泵2157可以产生比v输入高的稳定供应(例如5v)，以驱动驱动器ic2120中的不同模块。在示例性实施例中，5v电荷泵2157可以为差分放大器2056供电，这使得差分放大器2056能够具有高达5v的输入电压范围，以改善其信号噪声比。5v电荷泵2157还可以在用于控制全桥级2040的方案中提供参考电压。

10v电荷泵2158可以在v输入之上，产生一幅度等于5v电荷泵2157的浮动电源。例如，如果v输入＝3.6v且5v电荷泵2157的输出为5v，则10v电荷泵2158的输出将是参考gnd的8.6v和参考v输入的5v。该电压电平可用于驱动全桥输出的低边器件(第四开关m4和第六开关m6)，并且还能够使第九开关(单向功率输入开关)m9在远高于v输入的电压下使用n型晶体管，以使能v输入和c1之间的低电阻路径。

偏移块2159可以以多种方式实现，例如，将差分放大器2056的输出偏移一个偏移值。在第一实施例中，当差分输出为0时，放大器的输出为v偏移。当差分输出为vx时，差分放大器的输出为v偏移－vx/反馈比。在没有偏移的情况下，差分放大器2056的连接将需要被翻转以获得正输出，并且放大器的共模将在操作中变化很大。应当注意，为了清楚起见，实施例可以包括几个公共电平移位块和未在图20和21中示出的其他块。

图22-24给出了全桥级2040及其驱动器的详细视图。由于高压晶体管(开关)m3-6以低速率(大约每秒数百次/与输出波形的频率相同或频率低于输出波形)切换以构造最终波形(v输出)，因此两个半桥驱动器2042可以很小，造成的面积损失很小，例如，对于示例性实施例，针对2.2mm²的管芯，大约为管芯面积的0.5％。

为了避免传统高压侧驱动器的复杂性，驱动器ic2120可使用紧凑型电荷泵(c1、d1和d2)来驱动和维持vgs，m3处于期望的偏置电压，例如，对于本实施例，当第三开关m3接通时，大约为4v。此配置可能会生成具有例如100vpp幅度的任意波形(包括直流)。

低功耗，小尺寸和良好的信号保真度在系统水平上有重大影响。现有致动器驱动器，难以处理用于可穿戴设备的多致动器触觉反馈系统的功率预算和散热问题。在压电风扇的情况下，低功耗是在便携式电子设备中使用风扇的必要条件。良好的信号保真度对于压电风扇实现低噪声操作至关重要：大多数应用中的要求。在这些应用中，高达300hz的信号带宽是足够的。它避免产生噪音(风扇)，并对应于人类对振动最敏感的带宽(触觉)。通过扩展其他应用(如压电扬声器)的设计，可以实现更高的信号带宽，转换率和输出电压范围。

8位逐次逼近寄存器(sar)模数转换器(adc)的示例性实施例提供了一种低能量面积产品(energyareaproduct,eap)，以最小化adc占用空间，并将单端输入范围扩大到电源电压的两倍，以使其能够与传感器直接连接。这种减小的尺寸和功率实现可以便于集成在多核“大脑”片上系统(soc)内(如图28中所示的那样)以例如用于受控飞行。为了使传感器能够直接连接到在0.9v供给下soc，需要切断0.9v电源(vdd)，需要1.8v模拟输入范围。

以下描述的示例性转换器实施例提出了混合、范围扩展的数模转换器(dac)，具有(i)一分离电容器技术和子dac技术的混合组合，从而与先前技术相比，进一步减少面积和功耗，和(ii)一扩展范围的技术，使单端输入电压范围加倍同时在低的vdd时不操作以保持节省功耗。

图25a示出了使用混合分离电容器子dac2530实现8bdac的数模转换器(dac)实施例2500，而图25b展示具有两个相同子dac的严格实施方案2501：msb(最高有效位)子dac2570和主子dac2580。

通常，在严格实施方案2501下，msb电容器阵列2550和主电容器阵列2560各自都具有用于每个转换位的电容器：位4电容器2554、2564，位2电容器2552、2562，位1电容器2551、2561，以及将msb阵列2550耦合到msb子dac2570的一msb阵列耦合电容器2555，和将主阵列2560耦合到主子dac2580的一主阵列耦合电容器2565。类似地，在使用混合方式的dac实施例2500下，msb阵列2510和主阵列2520各自都具有用于每个转换位的电容器：位4电容器2514，2524，位2电容器2512、2522和位1电容器2511、2521。然而，虽然主阵列2520包括将主阵列2520耦合到分离主子dac2530的耦合电容器2525，但是msb阵列2510省略了耦合电容器，而是包括一单元电容器2515。

dac实施例2500的分离电容器子dac2530消除了由严格的分离子dac实施方式产生的面积损失，特别是msb子dac2570，同时减少了所消耗的切换能量。

与dac实施例2500的分离主子dac2530类似，msb子dac2570和主子dac2580的组合各自具有两个位4电容器(用于dac实施例2500的2534，和用于严格实施方案2501的2574和2584)，两个位2电容器(用于dac实施例2500的2532，和用于严格实施方案2501的2572和2582)，两个位1电容器(用于dac实施例2500的2531，和用于严格实施方案2501的2571和2581)，两个单元耦合电容器(用于dac实施例2500的2535和用于严格实施方案2501的2575和2585)。然而，dac实施例2500移除严格实施方案2501的msb子dac2570，并用单元电容器c2515代替msb阵列2550中的耦合电容器cc2555。dac实施例2500从主子dac2580中分出位8电容器8c2588以产生分离主子dac2530。假设耦合电容器cc2555的值在单元电容器c2575的量级上，则严格实施方案2501的面积是：

a严格＝(2^m+2^s+1)c(等式3)

其中m表示主子dac2580的位数，s表示msb子dac2570的位数。相比之下，对于dac实施例2500，面积方程是：

a混合＝(2^m+2^s)c(等式4)

由于8位dac的电容器较少，在dac实施例2500下，具有4b子dac的单端dac的面积从48c减少到32c，去除了33.3％的原始电容器面积。总的来说，dac实施例2500显著地减小了总adc面积，因为电容器组在saradc中消耗了大部分面积，在示例性实施例中约为50％。

dac实施例2500不会损害平均切换能量，并且比严格实施方案2501低3.5％。切换算法遵循传统的分离电容算法，然而当必须降低msb阵列的lsb电容器时，会发生常规转换(conventionaltransition)。尽管存在这种“常规”转换，但dac实施例2500的总切换能量低于严格实施方案2501。与通过两个耦合电容器2555、2565连接的两个子dac2570、2580上的分离电容器方法相比较，在分离主子dac2530的操作期间，需要移动较少的电荷。因此，与严格实施方案2501相比，dac实施例2500获得轻微的能量减少。

为了扩展单端输入范围，可以经由比较器2640和sar逻辑2650以伪差分双极方式将两个混合dac2500(图26)组合为adc2600，第一混合dac2610和第二混合dac2620通过开关(sw串联)串联连接并且，在采样期间，dac22620以vdd为参考，类似于动态折叠范围技术。在该配置中，第二混合dac2620不需要v输入输入，因为它不用于单端操作。

图27示出了通过完整转换周期的比较器输入电压的演变，参考图26的adc2600。在零相位期间，所有电容都通过sw零短接到vdd。在采样阶段，第一混合dac2610和第二混合dac2620通过sw系列串联连接，第二混合dac2620参考vdd。对于2vdd的输入范围，比较器输入从vdd/2(当输入为0v时)变为3vdd/2(当输入为2vdd时)。这使得在每个dac2500上能够最大加或减0.45v而不降低lsb尺寸。与需要分压器降低输入电压的adc相比，该技术在比较器输入端提供了2倍大的信号。当采样阶段终止时，第一混合dac2610和第二混合dac2620彼此断开。同时，第一混合dac2610的msb阵列和第二混合dac2620的主阵列连接到gnd。这将第一混合dac2610和第二混合dac2620之间的共模置于vdd/2，并确保比较器输入电压范围保持在vdd内。此时，所有的位都将解析，就好像adc是一个差分adc。在比较步骤期间，共模恒定在vdd/2，从而简化了在vdd电源下运行的比较器设计。

与传统单端设计中等于全输入范围的参考值相比，扩展算法还通过使用输入范围一半的参考值来减少所需的能量。由于能量与v2ref成比例，因此dac能量减少为四分之一。然而，由于使用了两个dac，总能量减少为二分之一。应注意如何产生vref以实现这些节能。转换的能量可以由等式5给出：

其中α是基于精确转换的因子，c是阵列中单位电容的值。等式5示出了v²ref的二次关系与两个关键因素相关联：vref的电压水平和从vref汲取的总电流，即电荷量(q)。无论vref是如何产生的，电流水平都会随着vref的值而变化，因为较少的电荷将电在容性dac中移动。然而，如果vref由有损机制(如ldo)生成，则必须使用输入电压源的值来计算有效能量要求。

一般而言，图26的adc2600比将vdd升压到高于vdd的采样输入更节能。然而，在将该方法用于节约能源的严格目的之前，理想的是进行详细分析以确定其在系统级的性能。

图28提供了嵌入在soc中的adc子系统的概述，该soc具有四个独立的adc核心，经由四个4：1模拟多路复用器接受多达16个模拟输入。集成电压参考和ldo电路从soc中集成电压调节器提供的vbatt/2电源产生独立于过程、电压、温度(pvt)的0.9vvdd电源。芯片上的电荷泵(on-chipchargepump)使到包括在开关内的自举的vdd输入加倍，并提供高达1.8v的可靠输入感测。soc内的10mhz固定频率时钟源设置adc时钟，adc时钟施加的最大采样速率为1ms/s每个adc，因为每次转换需要10个步骤。

如此实现，adc可以从100ns到800ns动态调整采样时间，以适应不同的传感器输出阻抗。因此，针对800ns的采样时间，采样率降至588.2ks/s。

为8b实施方式而定的大小，例如，在没有4:1模拟多路复用器的情况下，示例性adc核心可能占用0.00986平方毫米。电容器阵列可以使用44ff金属氧化物金属(mom)单元电容器，总等效输入电容为352ff。转换的位数可以按比例放大或缩小，具体取决于系统中的特定adc要求。

一个示例性的完整adc子系统包括多路复用到13个输入垫的四个adc通道，ldo、带隙和电荷泵(cp)占用0.0655mm²。混合扩展范围设计可以使用一个以低压薄氧化物器件构建的strongarm锁存比较器(comp)。

扩展范围adc接受比严格实施方式adc幅度更高的信号，这在功率器件切换到例如100v的集成电路中非常重要。adc输入端的噪声过大，会危及电路的正常功能。

上述实施例可以优选地驱动电容性负载，例如(但不限于)压电致动器，电活性聚合物致动器或静电致动器。鉴于上述情况，本发明旨在涵盖本发明的修改和变化，前提是这些修改和变化在所附权利要求及其等效形式的范围内。