本申请涉及隔离式功率转换器，并且具体地涉及在瞬变负载状况期间对隔离式功率转换器的控制。
背景技术：
例如半桥(hb)或全桥(fb)等隔离式桥拓扑可以与不同的整流器配置配对。整流器配置的选择取决于设计的要求，包括输出电压和电流要求。倍流整流器使用与两个电感器耦接的单个次级绕组，同时保持全波整流器的等效电压应力。每个电感器在切换周期的每正周期或负周期被激励一次，因此需要对称的脉冲来平衡倍增器的两个分支中的电流。因此，倍流整流器通常不用于具有非常动态的负载状况(例如cpu(中央处理单元)应用)的供电系统。而且，为了获得高效率，常规上使用通常具有较低饱和限度的高值电感器，使得(动态)负载瞬变期间的电流不平衡可能导致电感器饱和。
倍流整流器在具有有限负载活动的高功率应用中是有利的，使得快速动态响应不是主要关注点。在这样的系统中，额外的磁性部件从区域和成本的角度来看是合理的。此外，在偶发的负载瞬变下，平衡电感器电流不是考虑因素。然而，当在较低功率应用(例如为cpu供电)中使用时，优选在平衡电感器电流的同时处理负载瞬变，以避免电感器中的一个饱和并且同时实现更快的瞬变响应。在瞬变负载状况期间保持电流平衡的一种方法是在每个半周期期间锁定初级侧的占空比。然而，由于反应时间长达一个切换周期，所以瞬变响应变得迟钝。因此，需要在瞬变负载状况期间用于隔离式功率转换器的改进的控制技术。
技术实现要素：
根据控制隔离式功率转换器的方法的实施方式，所述方法包括：响应于瞬变负载状况，以具有正半周期和负半周期的初始切换周期切换隔离式功率转换器的初级侧开关装置，以在正半周期和负半周期期间跨隔离式功率转换器的变压器传输能量，所述初始切换周期的正半周期和负半周期具有相同的初始持续时间；以及在瞬变负载状况期间对称地减小至少一个后续切换周期的正半周期和负半周期的持续时间。
根据隔离式功率转换器的实施方式，隔离式功率转换器包括控制器和通过变压器耦接至次级侧整流装置的初级侧开关装置。控制器能够操作成：响应于瞬变负载状况，以具有正半周期和负半周期的初始切换周期切换初级侧开关装置，以在正半周期和负半周期期间跨变压器传输能量，所述初始切换周期的正半周期和负半周期具有相同的初始持续时间；以及在瞬变负载状况期间对称地减小至少一个后续切换周期的正半周期和负半周期的持续时间。
本领域的技术人员在阅读以下详细描述时以及在查看附图时将认识到另外的特征和优点。
附图说明
附图的要素不一定相对于彼此成比例。相似的附图标记表示相应的类似部分。除非各种示出的实施方式的特征彼此排斥，否则它们可以被组合。实施方式在附图中示出并且在随后的描述中详述。
图1示出了倍流整流器的示意图。
图2示出了在非瞬变和瞬变两种模式下与倍流整流器转换器的操作相关联的波形。
图3示出了瞬变模式的实施方式的流程图。
图4示出了瞬变模式的另一实施方式的流程图。
图5示出了具有全桥初级侧配置的倍流整流器的示意图。
图6示出了具有中心抽头整流器的全桥转换器的示意图。
图7示出了在非瞬变和瞬变两种模式下与全桥转换器的操作相关联的波形。
具体实施方式
本文描述的实施方式提供了在瞬变负载状况期间用于隔离式功率转换器(例如倍流整流器和全波整流器)的控制技术。本文描述的技术在瞬变负载状况期间平衡倍流整流器中的电流，使得倍流整流器可以用于具有频繁负载瞬变的应用(例如为cpu供电)中。本文描述的技术还避免了隔离式dc-dc电压转换器例如全桥转换器中的变压器铁芯饱和。
在负载电流发生瞬态或近似瞬态变化的瞬变负载状况期间，隔离式功率转换器的初级侧开关装置以具有正半周期和负半周期的初始切换周期周期被切换，以在正半周期和负半周期期间跨隔离式功率转换器的变压器传输能量。初始切换周期的正半周期和负半周期具有相同的初始持续时间。初始持续时间可以被选择为根据瞬变负载状况的量级而变化。在一些实施方式中，将不同的初始持续时间分配给不同类型的瞬变负载状况。这样，可以基于瞬变负载状况的类型来优化正半周期和负半周期的初始持续时间。然后，在瞬变负载状况期间对称地减小至少一个后续切换周期内的正半周期和负半周期的持续时间，以平衡倍流整流器中的电流或避免全桥转换器中的变压器铁芯饱和。非线性控制可以使用次级侧的电流或电荷信息来调整初级侧开关装置的切换顺序，以在同时限制电流不平衡的同时尽可能快地处理负载瞬变。在全桥转换器的情况下，避免变压器铁芯饱和。
在以下详细描述和相关联附图中提供了隔离式功率转换器和用于隔离式功率转换器的控制方法的各种实施方式。所描述的实施方式出于解释的目的提供了特定的示例，而不旨在进行限制。除了上下文不允许的情况之外，来自示例实施方式的特征和方面可以被组合或重新布置。
图1示出了可以在其中实施本文描述的控制技术的隔离式功率转换器100的实施方式。隔离式功率转换器100具有：初级侧，其包括半桥配置下的初级侧开关装置q1-q2；次级侧，其包括次级侧整流装置sr1-sr2；变压器102，其将初级侧开关装置q1-q2耦接至次级侧整流装置sr1-sr2；以及控制器104，其用于控制转换器100的操作。根据该实施方式，次级侧整流装置sr1-sr2被配置为具有耦接至变压器102的两个输出电感器绕组lo1,lo2的倍流整流器。
本文描述的瞬变响应技术控制初级侧开关装置q1-q2的切换，并且间接地控制次级侧整流装置sr1-sr2，因为次级侧整流装置控制信号被生成为初级侧开关装置控制信号的函数。次级侧整流装置sr1-sr2在图1中被示出为晶体管开关装置，但是替代地可以被实现为没有同步整流(sr)控制信号的二极管。如果次级侧整流装置sr1-sr2被实现为晶体管开关装置，则次级侧整流装置sr1-sr2的控制跟随初级侧上的开关。
在任一配置中，输入电源vin向隔离式功率转换器100提供电力，并且转换器100向通常表示为电阻器rl的负载供应输出电力。输入电源vin被提供给转换器100的初级侧，所述转换器100使用初级侧开关装置q1-q2将输入电源vin耦合至变压器102。初级侧开关装置q1-q2中的每一个在驱动器级内具有相关联的驱动器。为便于说明没有示出驱动器级和相关的驱动器电路系统，并且可以使用任意标准的驱动器级/电路系统。在图1中，初级侧开关装置q1-q2被指定为半桥配置。
在图1中将初级侧开关装置q1-q2示出为增强模式金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，但是也可以使用其他开关类型。例如，在一些应用中可以优选结型场效应晶体管(jfet)、双极结型晶体管(bjt)、绝缘栅双极型晶体管(igbt)、高电子迁移率晶体管(hemt)或其他类型的功率晶体管。初级侧开关装置q1-q2可以集成在相同的半导体管芯上，可以分别设置在分离的管芯上，或者可以另外散布在多个半导体管芯上。相应的驱动电路系统(未示出)可以集成在与其相应的初级侧开关装置q1-q2相同的半导体管芯上，或者可以设置在分离的管芯上。
变压器102具有匝数为n1的初级绕组p、匝数为n2的次级绕组s以及铁芯106。图1的变压器102还包括漏电感，所述漏电感不是单独的部件，而且模拟不包括在绕组p,s中的杂散电感。假定漏电感的影响不明显，比率n1/n2确定变压器102的整流电压vrect与输入电压vab的比率。
接下来更详细地描述在非瞬变和瞬变负载状况两者期间隔离式功率转换器100的操作。非瞬变负载状况意味着负载电流il保持相对不变，而瞬变负载状况意味着负载电流的瞬态或近似瞬态变化已经发生。控制器104被配备成在负载电流保持相对不变的非瞬变模式和负载电流出现瞬态或近似瞬态变化的瞬变模式两者下进行操作。
通常，控制器104负责控制初级侧开关装置q1-q2和次级侧整流装置sr1-sr2(如果被实现为晶体管)以向负载供应必要的电力(电压vo和电流il)。这包括生成控制初级侧开关装置q1-q2以及次级侧整流装置sr1-sr2(如果被实现为晶体管)的pwm波形。生成控制初级侧开关装置q1-q2和次级侧整流装置sr1-sr2(如果被实现为晶体管)的pwm波形以确保负载被供应足够的电力，并且该生成通常基于输出电压vo和/或负载电流il。常规技术用于基于负载要求来生成基准pwm波形。
例如，包括在主控制器104中或与主控制器104相关联的比例积分和微分(pid)控制器108可以使用输出电压vo、参考电压vref和标准avp(自适应电压定位)单元109的输出来自适应地确定占空比。数字脉宽调制器(dpwm)110可以使用由pid控制器108提供的占空比信息来生成控制初级侧开关装置q1-q2和次级侧整流装置sr1-sr2(如果实现为晶体管)的切换的pwm波形。因为这样的技术是熟知的，所以在此将不再赘述。代替之，下面的描述集中于用于修改pwm波形以在瞬变负载状况期间在次级侧倍流整流器的输出电感器绕组lo1,lo2中提供电流平衡的技术。为此，包括在主控制器104中或与主控制器104相关联的瞬变控制单元112和监督器单元114实现本文描述的瞬变控制技术。
控制器104及其组成部分可以使用模拟硬件部件(例如晶体管、放大器、二极管和电阻器)和主要包括数字部件的处理器电路系统的组合来实现。处理器电路系统可以包括数字信号处理器(dsp)、通用处理器和专用集成电路(asic)中的一个或更多个。控制器104还可以包括：存储器，例如包括由处理器电路系统使用的指令或数据的非易失性存储器(诸如闪存)；以及一个或更多个定时器。控制器104输入有传感器信号，例如与vo和il对应的信号。
接下来参照图2描述隔离式功率转换器100的详细操作。图2示出了在非瞬变和瞬变两种模式下与隔离式功率转换器100的操作相关联的各种波形。这些波形包括在变压器102的初级绕组p两端的电压vab、倍流整流器的相应输出电感器绕组lo1,lo2中的电流ilo1,ilo2、由隔离式功率转换器100输送到负载的总电流io,tot(io,tot＝ilo1+ilo2)以及在隔离式功率转换器100的输出电容器co两端的电压vo。图2还示出了瞬变负载状况，其中，负载电流il从第一(较低)目标值il1变化到第二(更高)目标值il2。在目标电流的这种转变期间，控制器104在瞬变控制单元112和监督器单元114控制初级侧开关装置q1-q2和次级侧整流装置sr1-sr2的切换的瞬变模式下操作。在转变之前和之后，控制器104在pid控制器108和dpwm110控制初级侧开关装置q1-q2和次级侧整流装置sr1-sr2的切换的非瞬变模式下操作。
非瞬变模式
在输入电源vin的正半周期内的能量传输间隔期间，初级侧开关装置q1经由相应的pwm信号导通，从而在变压器102的初级绕组p两端产生正电压+vab。在输入电源vin的负半周期内的能量传输间隔期间，初级侧开关装置q2经由相应的pwm信号导通，从而在变压器102的初级绕组p两端提供负电压-vab。能量循环间隔发生在连续能量传输间隔之间。对于pwm控制，在初级侧开关装置q1-q2没有导通且变压器102的初级绕组p两端没有提供电压的能量循环间隔期间出现所谓的死区时间。在pwm控制下的能量循环间隔期间电流没有流入初级侧，而仅流入次级侧。为了说明的容易和简单起见，本文在pwm控制的背景下描述了隔离式功率转换器100的操作细节。然而，本领域技术人员将容易理解，本文描述的技术同样适用于psm控制。
利用基于标准pwm的方法，控制器104在非瞬变负载状况期间以固定(恒定)第一切换周期ts1和可变占空比d切换初级侧开关装置q1-q2，以在由能量循环间隔分开的第一(非瞬变模式)能量传输间隔期间跨变压器102传输能量。pid控制器108确定可变占空比，使得每个能量传输间隔tenergytx与固定切换周期ts1的比率小于一，即tenergytx/ts1<1。因此，如图2所示，在能量传输间隔之间设置充足的死区时间以允许控制器104对瞬变负载状况作出反应。
瞬变模式
在瞬变负载状况期间，控制器104以与第一(非瞬变模式)切换周期ts1不同的第二(瞬变模式)初始切换周期ts2_int来切换初级侧开关装置q1-q2和倍流整流器的次级侧整流装置sr1-sr2，以在第二(瞬变模式)能量传输间隔期间(各个初始持续时间thc,max)跨变压器102传输能量，并且使得分离瞬变模式能量传输间隔的任意能量循环间隔短于分离非瞬变模式能量传输间隔的能量循环间隔。瞬变模式下的每个切换周期具有两个能量传输间隔，其中之一是切换周期的正半周期(当q1导通且q2关断时)和切换周期的负半周期(当q2导通且q1关断时)。在每个切换周期的正半周期和负半周期期间，将能量跨隔离式功率转换器100的变压器102传输到倍流整流器。
初始瞬变模式切换周期ts2_int可以大于或小于非瞬变模式切换周期ts1。如果初始瞬变模式切换周期ts2_int小于非瞬变模式切换周期ts1，则与非瞬变模式下相比，初级侧开关装置q1-q2在瞬变模式下以更高的切换频率切换。
控制器104可以例如基于vo和/或il检测瞬变负载状况。响应于瞬变负载状况，瞬变控制单元112基于瞬变模式下的能量传输间隔的初始持续时间thc,max(即正半周期和负半周期)来确定初始瞬变模式切换周期ts2_int，所述能量传输间隔与施加至初级侧半桥开关装置q1-q2的导通时间脉冲的宽度对应。在某些情况下，瞬变模式下的初始切换周期ts2_int的正半周期和负半周期的初始持续时间thc,max对于所有瞬变负载状况可以是相同的。在其他情况下，瞬变模式下的初始切换周期ts2_int的正半周期和负半周期的初始持续时间thc,max可以被确定为根据瞬变负载状况的量级而变化。这样，可以将不同的thc,max值分配给不同类型的瞬变负载状况。控制器104可以例如基于vo和/或il来确定瞬变负载状况的类型，并且瞬变控制单元112可以选择在瞬变模式下分配给初始切换周期ts2_int的正半周期和负半周期的相应thc,max值。
在瞬变模式下，瞬变控制单元112在平衡倍流整流器的各个输出电感器绕组lo1,lo2中的电流ilo1,ilo2的同时，调整初级侧pwm序列以获得快速瞬变响应。响应于瞬变负载状况，瞬变控制单元112以具有正半周期和负半周期的初始切换周期ts2_int来切换半桥的初级侧开关装置q1-q2以及倍流整流器的次级侧整流装置sr1-sr2，以在正半周期和负半周期期间跨变压器102传输能量。瞬变控制单元112确保初始切换周期ts2_int的正半周期和负半周期具有相同的初始持续时间thc,max。
瞬变控制单元112然后在瞬变负载状况期间对称地减小至少一个后续切换周期的正半周期和负半周期的持续时间。在图2中，初始切换周期ts2_int之后的每个后续切换周期的正半周期和负半周期的新持续时间被标记为thc,adj。同样在图2中，在隔离式功率转换器100的输出电流io,tot达到峰值电流极限ipk之前，在初始切换周期ts2_int之后出现仅一个完整的切换周期。当达到或预期达到峰值电流极限ipk时，瞬变控制单元112在停止pwm序列之前终止当前的pwm脉冲(例如，图2中最后的瞬变模式脉冲q1)或者允许当前的pwm脉冲完成。在又一实施方式中，如果剩余时间(在达到ipk之前)小于初始持续时间thc,max的两倍或者小于初始持续时间thc,max的两倍加上最小持续时间thc,min的两倍，则为每个半周均匀地划分剩余时间。所得到的半周期持续时间小于初始计算值，但可以大于第二方案中的最小值thc,min。在每种情况下，在初级侧开关装置q1-q2关断并且次级侧整流装置sr1-sr2接通或关断的情形下，一旦达到ipk，则pwm序列保持停止，直到隔离式功率转换器100的输出电流io,tot下降到新的目标值il2，此后监督器单元控制器114允许pid控制器108和dpwm110恢复非瞬变模式下的初级侧切换，如本文先前描述的。
图3示出了瞬变模式控制技术的一个实施方式。控制器104响应于例如基于vo和/或il检测到瞬变负载状况而进入瞬变模式(块200)。瞬变控制单元112以具有正半周期和负半周期的初始切换周期ts2_int切换半桥初级侧开关装置q1-q2和倍流整流器的次级侧整流装置sr1-sr2，以在正半周期和负半周期期间跨变压器102传输能量(块202)。初始切换周期ts2_int的正半周期和负半周期具有相同的初始持续时间thc,max。瞬变控制单元112确定在下一切换周期期间由隔离式功率转换器100输送的总电流io,tot是否预期在比两倍的初始持续时间小的时间段内达到峰值电流极限ipk(块204)。隔离式功率转换器100包括adc(模拟数字转换器)116,118,120，该adc用于测量由隔离式功率转换器100输送的电感器电流ilo1,ilo2和总电流io,tot以使得瞬变控制单元112能够做出该确定。瞬变控制单元112可以基于电流测量结果、基于新的目标负载电流il2、基于计算出的电容器co中存储的电荷等来计算到峰值电流极限ipk所剩余的时间。
如果瞬变控制单元112确定出在下一切换周期期间由隔离式功率转换器100输送的总电流io,tot预期在比分配给正半周期和负半周期的初始持续时间thc,max的两倍小的时间段内达到峰值电流极限ipk，则瞬变控制单元112将后续切换周期的正半周期和负半周期的持续时间减小为针对正半周期和负半周期确定的相同的最小持续时间thc,min(块206)。因此，根据该实施方式，瞬变控制单元112在单个步骤中将正半周期和负半周期的持续时间从最大初始值thc,max减小至最小分配值thc,min。
选择最小分配值thc,min，使得在瞬变模式下施加的最后脉冲足够窄(小于thc,max)，使得最后的脉冲不会造成太多不平衡。瞬变模式没有在以thc,min开始，因为在这种情况下初级侧开关装置q1-q2将在瞬变负载状况开始时以高得多的频率切换，这增加了系统的切换损耗。选择thc,min和转变到thc,min是在切换损耗和电流不平衡之间的折中，并且取决于强加于使用瞬变模式控制技术的系统的要求。
在一些情况下，可以在块204中的条件被满足之前发生到thc,min的变化，并且可以在由倍流整流器输送的总电流io,tot达到峰值电流极限ipk之前完成多于一个的完整切换周期。在这些情况下，当由隔离式功率转换器100输送的总电流io,tot在瞬变负载状况期间继续朝ipk增加时，瞬变控制单元112保持每个后续切换周期的正半周期和负半周期的最小持续时间thc,min。
图4示出了瞬变模式控制技术的另一实施方式。控制器104响应于例如基于vo和/或il检测到瞬变负载状况而进入瞬变模式(块300)。瞬变控制单元112以具有正半周期和负半周期的初始切换周期ts2_int切换半桥初级侧开关装置q1-q2和倍流整流器的次级侧整流装置sr1-sr2，以在正半周期和负半周期期间跨变压器102传输能量(块302)。初始切换周期ts2_int的正半周期和负半周期具有相同的初始持续时间thc,max。瞬变控制单元112确定在下一切换周期期间由隔离式功率转换器100输送的总电流io,tot是否预期在比两倍的初始持续时间小的时间段内达到峰值电流极限ipk，例如如上面结合图3所述(块304)。
如果瞬变控制单元112确定出在下一切换周期期间由倍流整流器输送的总电流io,tot预期在比分配给正半周期和负半周期的初始持续时间thc,max小的时间段内达到峰值电流极限ipk，则瞬变控制单元112将下一切换周期的正半周期和负半周期的持续时间减半至thc,max/2(块306)。几种方案在这种情况下可行。正半周期(q1)可以在thc,max/2之前终止，正半周期(q1)可以完成但不存在负半周期(q2)，或者正半周期(q1)可以完成但负半周期(q2)在thc,max/2之前终止。
然而，如果瞬变控制单元112确定出在下一切换周期期间由隔离式功率转换器100输送的总电流io,tot预期在比分配给正半周期和负半周期的初始持续时间thc,max小的时间段内不会达到峰值电流极限ipk，则瞬变控制单元112将下一切换周期的正半周期和负半周期的持续时间减半，即thc,max/2，并且完成一个完整的切换周期(块308)。在该切换周期之后，瞬变控制单元112确定由隔离式功率转换器100输送的总电流io,tot是否预期在比thc,max/2小的时间段内达到峰值电流极限ipk(块310)。
如果瞬变控制单元112确定出由倍流整流器输送的总电流io,tot预期在比thc,max/2小的时间段内达到峰值电流极限ipk，则瞬变控制单元112将下一切换周期的正半周期和负半周期的持续时间再次减半至thc,max/4(块312)。在这种情况下，上述相同方案再次可行。正半周期(q1)可以在thc,max/4之前终止，正半周期(q1)可以完成但没有负半周期(q2)，或者正半周期(q1)可以完成但负半周期(q2)在thc,max/4之前终止。
然而，如果瞬变控制单元112确定出在下一切换周期期间由倍流整流器输送的总电流io,tot预期在比thc,max/2小的时间段内不会达到峰值电流极限ipk，则瞬变控制单元112将下一切换周期的正半周期和负半周期的持续时间再次减半至thc,max/4，并且完成一个完整的切换周期(块316)。减小后续切换周期的正半周期和负半周期的持续时间的过程持续，直到持续时间达到针对正半周期和负半周期确定的最小持续时间thc,min或者直到由隔离式功率转换器100输送的总电流io,tot达到峰值电流极限ipk。
如果正半周期和负半周期的持续时间减小至thc,min，但是由倍流整流器输送的总电流io,tot预期在至少一个更完整的切换周期内不会达到峰值电流极限ipk，则在瞬变负载状况期间，在总电流io,tot继续朝ipk增加的同时，瞬变控制单元112将保持每个后续切换周期的正半周期和负半周期的最小持续时间thc,min。通常，在瞬变模式下，每个后续切换周期的正半周期和负半周期的持续时间可以对称地减小相同量。该量还可以是除50％的减小量之外的一些其他值。例如，转换器可以以大于最小持续时间的脉冲持续时间操作，然后划分剩余时间。在具体的非限制性示例中，转换器可以以1/2thc,max操作，并且1/4thc,max是thc,min。然而，在io,tot达到ipk之前保持相当于1/3持续时间的等价时间，所以转换器在下一切换周期内使用1/3thc,max的对称正半周期和负半周期。
在本文描述的许多实施方式中，基于定时标准减小正半周期和负半周期意在说明可行的实现示例。然而，减小可以是自主的，并且在不损害利益的情况下不受时间的影响。例如，瞬变控制单元112可以进入瞬变模式并且以ts2_int的切换周期切换初级侧开关装置q1-q2和次级侧开关装置sr1-sr2。在一个完整的切换周期之后，对称地减小正半周期和负半周期以导致新的切换周期ts2b，使得ts2b小于ts2_int。在持续时间ts2b的一个完整切换周期之后，再次对称地减小正半周期和负半周期以导致新的切换周期ts2c，使得ts2c小于ts2b。在持续时间ts2c的一个完整切换周期之后，再次对称地减小正半周期和负半周期。继续对称的半周期减小的过程，直到隔离式功率转换器100的电流io,tot达到峰值电流极限ipk，或者直到每个半周期的持续时间达到其最小值thc,min。该实施方式有三种可行的操作方案。在正半周期和负半周期减小至最小值thc,min之前，隔离式功率转换器100的电流可以达到峰值电流极限ipk。隔离式功率转换器100的电流io,tot可以在正半周期和负半周期的持续时间等于thc,min的一个完整切换周期之后达到峰值电流极限ipk。正半周期和负半周期的持续时间可以在隔离式功率转换器100的电流io,tot达到峰值电流极限ipk之前对称地减小至最小值thc,min。在这种情况下，隔离式功率转换器100以持续时间thc,min的正半周期和负半周期操作，直到电流io,tot达到峰值电流极限ipk。
根据瞬变模式控制技术的另一实施方式，瞬变控制单元112通过将隔离式功率转换器100的测量电压参数与和不同的切换周期持续时间相关联的存储值相比较并将正半周期和负半周期的持续时间减小为与最接近地匹配测量电压参数的存储值相关联的切换周期持续时间来在瞬变负载状况期间对称地减少至少一个后续切换周期的正半周期和负半周期的持续时间。例如，δvo值、电压偏移值、最小电压值等的查找表可以由瞬变控制单元112访问。或者用户可以输入对正在进入瞬变操作模式进行验证的电压阈值。在每种情况下，瞬变控制单元112可以基于电压参数来决定何时对称地减少正半周期和负半周期的持续时间，从而为一个完整的切换周期提供足够的时间，使得瞬变控制单元112具有足够的时间来执行计算，该计算用于指示在按比例缩减脉冲宽度以确保期望的电流平衡量之前剩余多少个最大半周期thc,max。
如果pwm脉冲被施加至具有较高电流的相位，则从瞬变控制到pwm的转变可能有问题。这可能导致甚至更多的不平衡，并且可能导致饱和。在一个实施方式中，电流平衡脉冲可以插入有持续时间tibal。电流平衡脉冲被施加至电感器电流最低的半周期。在电流平衡脉冲之后，pid108恢复稳态操作。根据另一实施方式，不施加电流平衡脉冲，并且代替之，第一pwm脉冲直接施加到具有较低电流的半周期。
本文先前描述的瞬变模式控制技术可以扩展到具有倍流整流器的全桥转换器。示例性的具有倍流整流器的全桥转换器400在图5中示出。在图5中，初级侧包括四个开关装置q1-q4。本文先前描述的瞬变模式控制技术能够通过用全桥切换操作代替半桥控制来直接适用于图5所示的全桥拓扑。这意味着，在输入电源vin的正半周期内的能量传输间隔期间，初级侧开关装置q1和q3经由相应的pwm信号导通，从而在变压器102的初级绕组p两端产生正电压+vab。在输入电源vin的负半周期内的能量传输间隔期间，初级侧开关装置q2和q4经由相应的pwm信号导通，从而在变压器102的初级绕组p两端提供负电压-vab。否则，图1和图5所示的隔离式功率转换器100,400的操作相同。在这些系统中，选择瞬变模式下第一切换周期的正半周期和负半周期的初始持续时间thc,max，以避免变压器铁芯饱和。本文先前描述的瞬变模式控制技术也可以扩展到其他整流器拓扑。
图6示出了可以实现本文描述的控制技术的具有全波整流器500的全桥转换器的实施方式。图示的全波整流器500具有中心抽头整流器配置，但是本文描述的技术也适用于使用与中心抽头配置相同的信号的其他整流器拓扑；包括全桥配置。具有全波整流器500的全桥转换器具有包括初级侧开关装置q1-q4的初级侧、包括次级侧整流装置sr1-sr2的次级侧、将初级侧开关装置q1-q4耦接至次级侧整流装置sr1-sr2的变压器502、以及用于控制全波整流器500的操作的控制器504。
本文描述的瞬变模式控制技术控制初级侧开关装置q1-q4的切换，并且间接地控制次级侧整流装置sr1-sr2，因为次级侧整流装置控制信号被生成为初级侧开关装置侧控制信号的函数。次级侧整流装置sr1-sr2在图1中被示出为晶体管开关装置，但是替代地可以被实现为没有同步整流(sr)控制信号的二极管。如果次级侧整流装置sr1-sr2被实现为晶体管开关装置，则次级侧整流装置sr1-sr2跟随初级侧上的相应开关。
在任一配置中，输入电源vin向全波整流器500提供电力，并且全波整流器500向通常表示为电阻器rl的负载提供输出电力。输入电源vin被提供给全波整流器500的初级侧，所述全波整流器500使用初级侧开关装置q1-q4将输入电源vin耦合至变压器502。初级侧开关装置q1-q4中的每一个在驱动器级内具有相关联的驱动器。为便于说明没有示出驱动器级和相关的驱动器电路系统，并且可以使用任意标准的驱动器级/电路系统。在图6中，初级侧开关装置q1-q4被指定为全桥配置。
在图6中将初级侧开关装置q1-q4示出为增强型金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，但是也可以使用其他开关类型。例如，在一些应用中可以优选结型场效应晶体管(jfet)、双极结型晶体管(bjt)、绝缘栅双极型晶体管(igbt)、高电子迁移率晶体管(hemt)或其他类型的功率晶体管。初级侧开关装置q1-q4可以集成在相同的半导体管芯上，可以分别设置在分离的管芯上，或者可以另外散布在多个半导体管芯上。相应的驱动电路系统(未示出)可以集成在与其相应的初级侧开关装置q1-q4相同的半导体管芯上，或者可以设置在分离的管芯上。
变压器502具有匝数为n1的初级绕组p、匝数为n2的次级绕组s1,s2以及铁芯506。图6的变压器502还包括漏电感，所述漏电感不是单独的部件，而且模拟不包括在绕组p,s1,s2中的杂散电感。次级绕组s1,s2连接在图6中的中心抽头处。整流电压节点耦接至该中心抽头。假设漏电感的影响不明显，比率n1/n2确定变压器502的整流电压vrect与输入电压vab的比率。
接下来更详细地描述在非瞬变和瞬变负载状况两者期间全波整流器500的操作。控制器504被配备成在负载电流保持相对不变的非瞬变模式和负载电流出现瞬态或近似瞬态变化的瞬变模式两者下操作。
通常，控制器504负责控制初级侧开关装置q1-q4和次级侧整流装置sr1和sr2(如果被实现为晶体管)以向负载供应必要的电力(电压vo和电流il)。这包括生成控制初级侧开关装置q1-q4以及次级侧整流装置sr1和sr2(如果被实现为晶体管)的pwm波形。生成控制初级侧开关装置q1-q4和次级侧整流装置sr1和sr2(如果被实现为晶体管)的pwm波形以确保负载被供应足够的电力，并且该生成通常基于输出电压vo和/或负载电流il。常规技术用于基于负载要求生成基准pwm波形。
例如，包括在主控制器504中或与主控制器504相关联的比例积分和微分(pid)控制器508可以使用输出电压vo来自适应地确定占空比。包括在主控制器504中或与主控制器504相关联的数字脉宽调制器(dpwm)510可以使用由pid控制器508提供的占空比信息来生成控制初级侧开关装置q1-q4以及次级侧开关装置sr1和sr2(如果实现为晶体管)的切换的pwm波形。因为这样的技术是熟知的，所以在此将不再赘述。代替之，下面的描述集中于本发明的独特方面，其涉及用于修改pwm波形以防止变压器铁芯506在瞬变负载状况期间饱和的技术。为此，控制器504包括用于实现本文描述的变压器铁芯饱和避免技术的瞬变辅助控制和保护单元512。
控制器504及其组成部分可以使用模拟硬件部件(例如晶体管、放大器、二极管和电阻器)和主要包括数字部件的处理器电路系统的组合来实现。处理器电路系统可以包括数字信号处理器(dsp)、通用处理器和专用集成电路(asic)中的一个或更多个。控制器504还可以包括：存储器，例如包括由处理器电路系统使用的指令或数据的非易失性存储器(诸如闪存)；以及一个或更多个定时器。控制器504输入传感器信号，诸如例如如由adc514提供的与vo和il对应的信号。
接下来参照图7描述全波整流器500的详细操作。图7示出了与全桥转换器和全波整流器500在非瞬变和瞬变两种模式下的操作相关联的各种波形。这些波形包括变压器502的初级绕组p两端的电压vab、在全波整流器500的输出电感器lo中的电流il、在全波整流器500的输出电容器co两端的电压vo以及变压器铁芯506的磁通密度b。图7还示出了负载电流从第一(较低)目标值il1变化到第二(较高)目标值il2的瞬变负载状况和相应的差值δio。在目标电流的这种转变期间，控制器504在瞬变模式下操作。在转变之前和之后，控制器504在非瞬变模式下操作。非瞬变模式
在输入电源vin的正半周期内的能量传输间隔期间，初级侧开关装置q1和q3经由相应pwm信号导通，从而在变压器502的初级绕组p两端产生正电压+vab。在输入电源vin的负半周期内的能量传输间隔期间，初级侧开关装置q2和q4经由相应的pwm信号导通，从而在变压器502的初级绕组p两端提供负电压-vab。能量循环间隔发生在连续的能量传输间隔之间。对于pwm控制，在初级侧开关装置q1-q4都没有导通且变压器502的初级绕组p两端没有提供电压的能量循环间隔期间出现所谓的死区时间。电流在pwm控制下的能量循环间隔期间没有流入初级侧，而仅在次级侧。对于相移调制(psm)控制，初级侧开关装置q1和q2传导循环电流；或者初级侧开关装置q3和q4在能量循环间隔期间传导循环电流。因此，在psm控制下的能量循环间隔期间，电流在初级侧和次级侧两者中循环。为了说明的容易和简单起见，本文在pwm控制的背景下描述了全波整流器500的操作细节。然而，本领域技术人员将容易理解，本文描述的技术同样适用于psm控制。
利用基于标准pwm的方法，控制器504在非瞬变负载状况期间以固定(恒定)第一切换周期ts1和可变占空比d切换初级侧开关装置q1-q4，以在由能量循环间隔分开的第一(非瞬变模式)能量传输间隔期间跨变压器502传输能量。pid控制器508确定可变占空比，使得每个能量传输间隔tenergytx与固定切换周期ts1的比率小于一，即tenergytx/ts1<1。因此，如图7所示，在能量传输间隔之间设置充足的死区时间以允许控制器504对瞬变负载状况作出反应。
瞬变模式
在瞬变负载状况期间，包括在控制器504中或与控制器504相关联的瞬变辅助控制和保护单元512以与第一(非瞬变模式)切换周期ts1不同的第二(瞬变模式)初始切换时切换周期ts2a切换全波整流器500的初级侧开关装置q1-q4，以在持续时间ton,max的第二(瞬变模式)能量传输间隔期间跨变压器502传输能量，并且使得分离瞬变模式能量传输间隔的任意能量循环间隔短于分离非瞬变模式能量传输间隔的能量循环间隔。
瞬变模式下的每个切换周期具有两个能量传输间隔，其中之一是切换周期的正半周期(当q1和q3导通且q2和q4关断时)和切换周期的负半周期(当q2和q4导通且q1和q3关断时)。在每个切换周期的各个正半周期和负半周期期间，能量跨全波整流器500的变压器502来传输。
初始瞬变模式切换周期ts2a可以大于或小于非瞬变模式切换周期ts1。如果初始瞬变模式切换周期ts2a小于非瞬变模式切换周期ts1，则与非瞬变模式下相比，初级侧开关装置q1-q4在瞬变模式下以更高的切换频率切换。
控制器504可以例如基于vo和/或il检测瞬变负载状况。响应于瞬变负载状况，瞬变辅助控制和保护单元512基于瞬变模式下的能量传输间隔的持续时间ton,max来确定初始瞬变模式切换周期ts2a，所述能量传输间隔与施加至全波整流器500的初级侧开关装置q1-q4的导通时间脉冲的宽度对应。确定瞬变模式能量传输间隔的持续时间ton,max以避免变压器铁芯506饱和。如果瞬变模式能量传输间隔将超过ton,max，则变压器铁芯506中的磁通密度b将增大/减小至其正/负饱和极限。
输入电压vin影响变压器铁芯506中的磁通密度的转换速率。vin的增加相应地增加了磁通密度的转换速率。瞬变辅助控制和保护单元512可以相应地调整瞬变模式下的能量传输间隔的初始持续时间ton,max。例如，较高的vin在瞬变模式下转换为较窄的初始ton,max脉冲。通过基于具有全波整流器500的全桥转换器的新输入电压幅度来调整瞬变模式下的能量传输间隔的初始持续时间ton,max，在瞬变负载状况期间对于新输入电压幅度可以避免变压器铁芯506的饱和。在该全波整流器实施方式中，因为用于瞬变模式的初始切换周期ts2a从为避免变压器铁芯饱和而选择的初始持续时间ton,max得到，所以瞬变辅助控制和保护单元512还基于新确定的瞬变模式能量传输间隔的持续时间来调整初始切换周期ts2a。
本文稍后更详细地描述用于确定初始持续时间ton,max的各种实施方式。切换周期ts1在非瞬变模式下以完全不同的方式确定。在非瞬变模式下，切换周期ts1是固定的(恒定的)并且基于各种系统参数来确定。在非瞬变模式期间施加至初级侧开关装置q1-q4的pwm信号的可变占空比基于例如输出电压vo和切换频率来确定。因此，频率不用于提供对非瞬变模式下的输出的调节，但切换频率将在瞬变模式下改变，从而为输出电感器lo提供必要的能量传输。
初级侧开关装置q1-q4的可变占空比(d)和导通时间通过由ton＝d*ts1给出的非瞬变模式下的切换周期来相关联。最大占空比dmax可以由用户例如基于变压器饱和(伏秒)极限来设置。
在瞬变模式下，最大占空比dmax转换为初始持续时间ton,max，其避免变压器铁芯106因具有过多伏秒而饱和。包括在控制器504中或与控制器504相关联的瞬变辅助控制和保护单元512使用施加至初级侧开关装置q1-q4的导通时间脉冲的初始持续时间ton,max来确定在瞬变模式下使用的初始切换周期ts2a。理想地，瞬变辅助控制和保护单元512将初始瞬变模式切换周期ts2a设置为等于两倍的瞬变模式能量传输间隔的持续时间，即，如图7中所示的ts2a＝2*ton,max。在该配置中，在初始切换周期ts2a期间施加至变压器502的初级线圈p上的电压vab的正半周期与负半周期之间没有死区时间。在非理想设置中，初始瞬变模式切换周期ts2a可以设置为等于瞬变模式能量传输间隔的初始持续时间ton,max的两倍加上死区时间，即ts2a＝2*ton,max+2能量循环间隔，以确保初级侧开关装置q1-q4的正确操作。通常，瞬变辅助控制和保护单元512确保初始切换周期ts2a的正半周期和负半周期具有相同的初始持续时间ton,max。
在每种情况下，与非瞬变模式相比，在瞬变模式下变压器初级线圈电压vab的正半周期与负半周期之间几乎没有死区时间。因此，在全波整流器500的输出电感器lo两端施加恒定或几乎恒定的电压，并且电感器斜坡电流il以线性或大部分线性的方式增加。在变压器502的初级线圈p两端的电压vab的方波生成电感器il的恒定斜坡，如以下等式所示：
dil/dt＝(vrect-vo)/l，(1)
vrect＝vin/n(全桥)，(2)
vrect＝vin/2/n(半桥)(3)
其中，vrect是全波整流器500的次级侧上的整流电压。
瞬变辅助控制和保护单元512然后在瞬变负载状况期间对称地减小至少一个后续切换周期ts2b,ts2c等的正半周期和负半周期的持续时间。至少一个后续切换周期ts2b,ts2c等的正半周期和负半周期的新的(减小的)持续时间可以如本文先前例如结合图3和图4的描述来确定。例如，瞬变辅助控制和保护单元512可以在如先前结合图3所描述的单个步骤中将正半周期和负半周期的持续时间从最大初始值ton,max减小至最小分配值ton,min。在另一示例中，瞬变辅助控制和保护单元512可以将每个后续切换周期的正半周期和负半周期的持续时间减小预定量(例如50％)，直到持续时间达到针对正半周期和负半周期确定的最小持续时间，或者直到电感器斜坡电流il达到针对变压器502确定的峰值电流极限ipk_tfmr。
当达到或预期达到峰值电流极限ipk时，瞬变辅助控制和保护单元512在停止如本文先前描述的pwm序列之前终止当前pwm脉冲(图7中的plast)或者允许当前pwm脉冲完成。在任一情况下，pwm序列保持停止，其中初级侧开关装置q1-q4关断并且次级侧整流装置sr1-sr2接通或关断，直到全波整流器500的输出电流il下降到新的目标值il2，此后控制器504恢复非瞬变模式下的初级侧切换，如本文先前描述的。
在瞬变模式下，电感器电流il线性地或接近线性地增加，直到达到变压器502的峰值电流值ipk_ttfmr。瞬变辅助控制和保护单元512可以监测电感器电流il并且将所监测的电感器电流与预定阈值进行比较以确定何时达到变压器502的峰值电流值ipk_tfmr。变压器502的峰值电流值ipk_tfmr可以基于输入电压vin、负载阶跃δio和输出电感来确定，并且被设置为使得图7中的面积a和面积b理想地相等或近似相等。在电压转换器领域中已知用于测量输出电压和电感器电流的各种技术，因此不再提供进一步的解释。
如本文所使用的，术语“具有(having)”、“包含(containing)”、“包括(including)”、“包括(comprising)”等是开放式术语，其指示存在所述元件或特征，但不排除另外的元件或特征。除非上下文清楚地另外指出，否则冠词“一(a)”、“一个(an)”和“该(the)”旨在包括复数以及单数。
应当理解，除非特别地另外指出，否则本文描述的各种实施方式的特征可以彼此组合。
尽管本文已经说明和描述了具体的实施方式，但是本领域的普通技术人员将会理解，在不脱离本发明的范围的情况下，各种替代和/或等同实现方式可以替代所示出和描述的具体实施方式。本申请旨在覆盖本文讨论的具体实施方式的任何修改或变化。因此，本发明意图仅由权利要求及其等同方案来限制。