本发明涉及一种dc/dc功率变换器，尤其是涉及一种复合谐振的宽范围功率变换系统。
背景技术：
：高频化、高功率密度和高效率是dc/dc功率变换器的发展趋势，传统的硬开关变换器会产生较大的开关损耗和噪声，限制了功率密度和开关频率的提高，因此提出了软开关功率变换器。目前常用的一类是移相全桥变换器，它可以实现主开关管的零电压导通(zvs)，但滞后桥臂的软开关实现较困难，并且副边整流二极管存在反向恢复问题，不利于效率的提高。另一类常用的是llc谐振变换器，它可以在全负载范围内实现主开关管的零电压导通和零电流关断(zcs)，副边整流二极管也可实现zcs。但llc变换器采用调频控制方式，不利于磁性元件的优化设计，并且在宽范围输入的情况下，需要较小的励磁电感来满足增益要求，导致轻载时励磁电流过大，效率下降。技术实现要素：本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种复合谐振的宽范围功率变换系统，实现宽范围输入和定频控制。本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：一种复合谐振的宽范围功率变换器，包括：n个功率单元，n≥2，所述的功率单元分别包含开关器件、电感和电容，各功率单元的谐振参数存在耦合；整流单元，各功率单元分别通过对应的变压器将能量传递到整流单元；n个控制信号单元，各控制信号单元分别用于驱动对应功率单元中的开关器件。通过调节控制信号的时序，改变谐振参数，调节整流单元的输出电压或电流。各功率单元的谐振部分为lc电路、llc电路或clc电路。各功率单元通过或不通过变压器传递能量。所述的各功率单元中的拓扑结构为全桥或半桥。所述的变压器原边与功率单元连接，副边与整流单元连接。所述的功率变换器还包括非谐振的功率单元。与现有技术相比，本发明具有以下优点：(1)各个功率单元都可传输功率，并不需要添加额外的器件，仅需要调节控制信号时序就能实现输出调节。(2)由于控制信号的改变直接影响了谐振参数，因此可以做到宽范围输入和定频控制，定频控制有利于磁性元件的优化设计；若结合变频控制，可以进一步拓宽输入范围。对于变压器而言可以使用较大的励磁电感，提高了效率。附图说明图1为本发明功率变换系统的组成示意图；图2为本实施例功率变换系统原理图；图3为本实施例典型波形图；图4(a)～4(f)分别为本实施例开关模态1～6等效电路图；图5(a)～5(c)分别为输入340v、300v和260v时，本实施例与传统全桥llc变换器的效率对比图。具体实施方式下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。实施例如图1所示，复合谐振的宽范围功率变换器，包括：n个功率单元1，n≥2，所述的功率单元1分别包含开关器件、电感和电容，各功率单元1的谐振参数存在耦合；整流单元2，各功率单元1分别通过对应的变压器4将能量传递到整流单元2；n个控制信号单元3，各控制信号单元3分别用于驱动对应的开关器件，通过调节控制信号的时序，改变谐振参数，从而调节整流单元2的输出电压或电流。功率单元1的谐振参数存在耦合(两个及以上的lc、llc或clc单元之间能产生相互影响的组合连接，谐振耦合的单元可能包含或不包含变压器4)，通过调节n路控制信号的时序可以改变谐振参数，从而改变整体的输出，起到调节输出电压或电流的目的。图中的n个电路或功率变换单元1也可与其他非谐振(或谐振但无耦合)的功率变换电路或单元一起组合使用。如图2所示，本发明的一个实施例由两个谐振半桥构成，两个半桥的谐振参数存在耦合，通过调节控制信号的时序可以改变等效参数，实现调节输出电压的目的。图2是实施例的原理图，其中q1～q4是开关管，l1和l2是谐振电感，c1和c2是谐振电容，t1和t2是变压器，匝比分别为n1:n2:n2和n3:n4:n4，lm1和lm2分别是t1和t2的励磁电感，d1～d4是整流二极管，cin是输入滤波电容，co1、co2和co是输出滤波电容。图3是本实施例的典型波形图，其中vgs1～vgs4分别是q1～q4的驱动波形，il1和il2分别是l1和l2的电流波形，im1和im2分别是t1和t2的励磁电流波形，is1和is2分别是副边整流后的电流波形，vtp1和vtp2分别是t1和t2的原边电压波形。在一个开关周期内，本发明可以分为12个工作模态，其中t0～t2和t6～t8是移相角度tfs，t1～t2、t5～t6、t7～t8和t11～t12是死区时间tdead，在死区时间忽略的情况下，两个半桥的占空比都为50％，因此变压器t1和t2均不存在直流偏磁。各开关模态的等效电路如图4所示，工作过程如下：模态1[t0～t1]：如图4(a)所示，t0时刻，开关管q1导通，此模态内q2和q3处于关断状态，q4处于导通状态，vtp1被副边钳位，左边半桥开始谐振，副边d1导通，il1和im1的差值传递到副边。模态2[t1～t2]：如图4(b)所示，此模态是右边半桥的死区时间，t1时刻，开关管q4关断，由于im2较小，可以认为是zcs，电流il2转移至q3的体二极管以实现q3的zvs。模态3[t2～t3]：如图4(c)所示，t2时刻，开关管q3导通，此模态内q1处于导通状态，q2和q4处于关断状态，vtp2被副边钳位，右边半桥开始谐振，副边d3导通，il2和im2的差值传递到副边。模态4[t3～t4]：如图4(d)所示，t3时刻，il1谐振到和im1相等，副边d1和d2均断开，il1和im1开始缓慢上升。模态5[t4～t5]：如图4(e)所示，t4时刻，il2谐振到和im2相等，副边d3和d4均断开，il2和im2开始缓慢上升。模态6[t5～t6]：如图4(f)所示，此模态是左边半桥的死区时间，t5时刻，开关管q1关断，由于im1较小，可以认为是zcs，电流il1转移至q2的体二极管以实现q2的zvs。t6～t12的工作模态与模态1～模态6相近，这里不再详细阐述，t12时刻，一个开关周期结束，开始下一个开关周期。在变换器增益方面，由于两个半桥的谐振参数存在耦合，因此对于左半桥而言，其实际的谐振电容不再是c1，等效谐振电容与右半桥的移相角度有关，由于等效谐振电容的值直接影响llc谐振变换器的增益，因此可以达到输出电压调节的目的。本实施例为260v～340v输入(额定输入为300v)，48v/5a输出，与传统全桥llc谐振变换器进行对比。表1是本实施例的主要参数。表1本实施例主要参数开关频率fs/khz200谐振电感l1/uh11谐振电感l2/uh26电容c1/nf30电容c2/nf10变压器t1匝比n1:n2:n229:7:7变压器t2匝比n3:n4:n446:3:3变压器t1励磁电感lm1/uh220变压器t2励磁电感lm2/uh220图5(a)～5(c)是本实施例与传统全桥llc变换器的效率对比图，可知在340v输入时，两者的效率相当，在300v和260v输入时，轻载情况下，本例的效率具有一定优势，效率大约高2％～3％。另外，本例采用定频的工作方式，能够简化磁性元件的优化设计。若与变频方式相结合，则可以进一步拓宽输入范围(本实施例中没有体现)。不仅如此，本例的工作频率也较高，适合高频的工作环境，以达到高频、高功率密度的特点。当前第1页12