已知的是，将多个dc到dc子转换器并联电耦合以增加dc到dc转换器容量和/或提升dc到dc转换器性能。具有多个开关子转换器的一种类型的dc到dc转换器是“多相”dc到dc转换器，其中，通常被称为“相位”的子转换器在至少一些操作模式下相对于彼此异相切换。这种异相切换在转换器输出滤波器处导致纹波电流抵消，并且允许多相dc到dc转换器具有比其他类似单相dc到dc转换器更好的暂态响应。
多相dc到dc转换器的性能可以通过磁耦合两相或多相能量存储电感器来提升。相对于没有磁耦合电感器的其他相同的转换器，这样的磁耦合导致电感器中的纹波电流抵消并且增加纹波开关频率，由此改善转换器暂态响应，减少输入和输出滤波要求，和/或提高转换器效率。
两个或更多个磁耦合电感器通常统称为“耦合电感器”，并且具有相关联的漏电感和磁化电感值。磁化电感与绕组之间的磁耦合相关联；因此，磁化电感越大，绕组之间的磁耦合就越强。另一方面，漏电感与能量存储相关联。因此，漏电感越大，存储在电感器中的能量就越多。漏电感是由漏磁通量产生的，所述漏磁通量是由流过耦合电感器的一个绕组的电流生成的磁通量，所述一个绕组未耦合至电感器的其他绕组。
包括一个或多个电感器的dc到dc转换器可以在连续导通模式(ccm)或断续导通模式(dcm)下进行操作。ccm的特征在于：通过所述一个或多个电感器的电流连续流动，以使得所述电流总是大于零。相反，dcm的特征在于：对于每个开关周期的一部分，通过所述一个或多个电感器的电流保持在零。ccm促进快速暂态响应和较高重负载效率。因此，dc到dc转换器通常被设计为在重负载下以ccm进行操作。然而，ccm在轻负载下可能相对低效。因此，许多dc到dc转换器被设计为在轻负载下以dcm进行操作。
技术实现要素：
在实施例中，一种用于多相dc到dc转换器的断续导通模式操作的方法包括以下步骤：(a)正向偏置磁耦合至第二电感器的第一电感器，以使得通过所述第一电感器的电流的幅值斜升；(b)在正向偏置所述第一电感器之后，反向偏置所述第一电感器；以及(c)在反向偏置所述第一电感器的同时以及通过所述第一电感器的所述电流的幅值降至零之前，正向偏置所述第二电感器，以使得通过所述第二电感器的电流的幅值斜升。
在实施例中，所述方法进一步包括：在正向偏置所述第二电感器的步骤之后，反向偏置所述第一和第二电感器中的每一个，以使得通过所述第一电感器的所述电流的幅值以及通过所述第二电感器的所述电流的幅值向零斜降。
在实施例中，所述方法进一步包括：在反向偏置所述第一和第二电感器中的每一个的步骤之后，将所述第一和第二电感器中的每一个电隔离，以使得通过所述第一电感器的所述电流的幅值以及通过所述第二电感器的所述电路的幅值在有限时间量内基本保持在零。
在实施例中，所述方法进一步包括：(a)在所述多相dc到dc转换器的每个开关周期内，将所述多相dc到dc转换器的多个电感器中的一个电感器指定为所述第一电感器；以及(b)在所述多相dc到dc转换器的连续开关周期之间，改变所述多个电感器中被指定为所述第一电感器的那个电感器。
在实施例中，所述dc到dc转换器包括至少一个附加电感器，所述至少一个附加电感器磁耦合至所述第一和第二电感器中的每一个，并且正向偏置所述第二电感器的步骤包括：在正向偏置所述第一电感器的步骤之后，在电流仍旧流经所述第一电感器、所述第二电感器和所述至少一个附加电感器中的至少一个时，正向偏置所述第二电感器。
在实施例中，所述方法进一步包括：(a)在正向偏置所述第二电感器的同时正向偏置第三电感器，其中，所述第三电感器磁耦合至所述第一和第二电感器中的每一个，并且所述第三电感器与磁耦合至所述第一电感器相比更强烈地磁耦合至所述第二电感器，并且(b)在反向偏置所述第一电感器的同时而在正向偏置所述第二和第三电感器之前，正向偏置第四电感器，其中，所述第四电感器磁耦合至所述第一、第二和第三电感器中的每一个，并且所述第四电感器与磁耦合至所述第一和第二电感器中的每一个相比更强烈地磁耦合至所述第三电感器，以使得流经所述第四电感器的电流的幅值斜升。
在实施例中，所述方法进一步包括：响应于通过所述第二电感器的所述电流的幅值降至零，正向偏置所述第二电感器。
在实施例中，所述方法进一步包括：响应于所述第一电感器被反向偏置，正向偏置所述第二电感器。
在实施例中，所述方法进一步包括：在公共节点处对通过所述第一和第二电感器中的每一个的电流求和。
在实施例中，所述方法进一步包括：对所述公共节点进行电容滤波。
在实施例中，一种用于包括多个磁耦合电感器的多相dc到dc转换器的断续导通模式操作的方法，所述方法包括：在所述多相dc到dc转换器的断续导通模式操作期间，在每个开关周期期间非同时地正向偏置所述多个磁耦合电感器中的至少两个。
在实施例中，一种多相dc到dc转换器，被配置用于至少在断续导通模式下操作，所述多相dc到dc转换器包括：(a)第一电感器，所述第一电感器磁耦合至第二电感器；(b)第一开关电路，所述第一开关电路电连接至所述第一电感器；(c)第二开关电路，所述第二开关电路电连接至所述第二电感器；以及(d)控制器，所述控制器被配置用于：(i)使所述第一开关电路正向偏置所述第一电感器，以使得通过所述第一电感器的电流的幅值斜升；(ii)在正向偏置所述第一电感器之后使所述第一开关电路反向偏置所述第一电感器；以及(ii)在使所述第一开关电路反向偏置所述第一电感器的同时、但在通过所述第一电感器的所述电流的幅值降至零之前，使所述第二开关电路正向偏置所述第二电感器，以使得通过所述第二电感器的电流的幅值斜升。
在实施例中，所述控制器进一步被配置用于使所述第一和第二开关电路分别反向偏置所述第一和第二电感器，以使得通过所述第一电感器的所述电流的幅值以及通过所述第二电感器的所述电流的幅值降至零。
在实施例中，所述控制器进一步被配置用于使所述第一和第二开关电路分别电隔离所述第一和第二电感器，以使得通过所述第一电感器的所述电流的幅值以及通过所述第二电感器的所述电流的幅值在有限时间量内保持在零。
在实施例中，所述多相dc到dc转换器进一步包括至少一个附加电感器，所述至少一个附加电感器磁耦合至所述第一电感器和所述第二电感器中的至少一个。
在实施例中，所述多相dc到dc转换器进一步包括：(a)第三电感器，所述第三电感器磁耦合至所述第一和第二电感器中的每一个；(b)第四电感器，所述第四电感器磁耦合至所述第一、第二和第三电感器中的每一个；(c)第三开关电路，所述第三开关电路电连接至所述第三电感器；以及(d)第四开关电路，所述第四开关电路电连接至所述第四电感器，其中，所述控制器进一步被配置用于：(i)在使所述第二开关电路正向偏置所述第二电感器的同时，使所述第三开关电路正向偏置所述第三电感器，以使得通过所述第三电感器的电流的幅值磁感应出通过所述第一电感器的电流；以及(ii)在使所述第二开关电路正向偏置所述第二电感器的同时，使所述第四开关电路正向偏置所述第四电感器，以使得通过所述第四电感器的电流磁感应出通过所述第一电感器的电流。
在实施例中，所述多相dc到dc转换器进一步包括：(a)第三电感器，所述第三电感器磁耦合至所述第一和第二电感器中的每一个，其中，所述第三电感器与磁耦合至所述第一电感器相比更强烈地磁耦合至所述第二电感器；(b)第四电感器，所述第四电感器磁耦合至所述第一、第二和第三电感器中的每一个，其中，所述第四电感器与磁耦合至所述第二电感器相比更强烈地磁耦合至所述第一和第三电感器中的每一个；(c)第三开关电路，所述第三开关电路电连接至所述第三电感器；以及(d)第四开关电路，所述第四开关电路电连接至所述第四电感器，其中，所述控制器进一步被配置用于：(i)在使所述第一开关电路反向偏置所述第一电感器的同时，使所述第三开关电路正向偏置所述第三电感器；以及(ii)在使所述第二开关电路正向偏置所述第二电感器的同时，使所述第四开关电路正向偏置所述第四电感器。
在实施例中，所述多相dc到dc转换器进一步包括：(a)第三电感器，所述第三电感器磁耦合至所述第一和第二电感器中的每一个，其中，所述第三电感器与磁耦合至所述第一电感器相比更强烈地磁耦合至所述第二电感器；(b)第四电感器，所述第四电感器磁耦合至所述第一、第二和第三电感器中的每一个，其中，所述第四电感器与磁耦合至所述第一和第二电感器中的每一个相比更强烈地磁耦合至所述第三电感器；(c)第三开关电路，所述第三开关电路电连接至所述第三电感器；以及(d)第四开关电路，所述第四开关电路电连接至所述第四电感器，其中，所述控制器进一步被配置用于：(i)在使所述第二开关电路正向偏置所述第二电感器的同时，使所述第三开关电路正向偏置所述第三电感器；以及(ii)在使所述第一开关电路正向偏置所述第一电感器的同时、但在使所述第二开关电流正向偏置所述第二电感器之前，使所述第四开关电路正向偏置所述第四电感器。
在实施例中，所述控制器进一步被配置用于：响应于通过所述第二电感器的所述电流的幅值降至零，使所述第二开关电路正向偏置所述第二电感器。
在实施例中，所述控制器进一步被配置用于：响应于所述第一电感器被反向偏置，使所述第二开关电路正向偏置所述第二电感器。
在实施例中，所述多相dc到dc转换器具有从由以下各项组成的组中选择的拓扑结构：降压转换器、升压转换器和降压-升压转换器。
在实施例中，一种多相dc到dc转换器包括：(a)多个磁耦合电感器；(b)对应的开关电路，所述对应的开关电路电连接至所述多个电感器中的每一个；以及控制器，所述控制器被配置用于控制电连接至所述多个电感器中的每一个的所述对应开关电路，以使得在所述多相dc到dc转换器的断续导通模式操作期间，在每个开关周期期间非同时地正向偏置所述多个电感器中的至少两个。
附图说明
图1展示了根据实施例的支持dcm并且包括耦合电感器的两相dc到dc转换器。
图2展示了图1的dc到dc转换器的ccm。
图3展示了图2的dc到dc转换器的dcm。
图4展示了每个周期内只有一个能量转移脉冲的两相dc到dc转换器的dcm。
图5展示了图1的dc到dc转换器的替代性实施例的dcm。
图6展示了图1的dc到dc转换器的另一替代性实施例的dcm。
图7展示了图1的dc到dc转换器的又另一替代性实施例的dcm。
图8展示了根据实施例的支持dcm并且包括耦合电感器的四相dc到dc转换器。
图9展示了图8的dc到dc转换器的dcm。
图10展示了图8的dc到dc转换器的替代性实施例的dcm。
图11展示了图10的替代性实施例的磁耦合。
图12展示了图8的dc到dc转换器的另一替代性实施例的dcm。
图13展示了图12的替代性实施例的磁耦合。
图14展示了根据实施例的用于多相dc到dc转换器的断续导通模式操作的方法。
具体实施方式
尽管在多相dc到dc转换器中使用耦合电感器具有显著的优点，但是使用常规技术难以在轻负载条件下获得高效率。具体地，申请人已经确定传输功率与磁芯损耗之比在dcm期间通常较低，从而导致了低效率。因此，申请人已经开发了具有耦合电感器的dc到dc转换器，所述转换器能够在dcm期间传输比传统dc到dc转换器更多的电力，从而促进轻负载条件下的高效率。
例如，图1展示了具有降压拓扑结构且支持dcm的两相dc到dc转换器100。dc到dc转换器100包括输入端口102、输出端口104、第一开关电路106、第二开关电路108、第一电感器110、第二电感器112、输入电容器114、输出电容器116、以及控制器118。第一电感器110磁耦合至第二电感器112以便共同形成耦合电感器120，其中，每个电感器110、112具有对应的漏电感。耦合电感器120还具有与第一电感器110和第二电感器112的磁耦合相关联的磁化电感。第一电感器110电连接在第一开关节点vx1与公共输出节点vo之间，并且第二电感器112电连接在第二开关节点vx2与公共输出节点vo之间。通过第一电感器110和第二电感器112中的每一个的电流在公共输出节点vo处求和，并且输出电容器116对公共输出节点vo进行电容滤波。
第一开关电路106电连接至第一开关节点vx1，并且第二开关电路108电连接至第二开关节点vx2。每个开关电路106和108电连接至输入端口102，所述输入端口进而电连接至输入节点vin。电源124电连接在输入节点vin与参考节点126之间。输出端口104电连接至输出节点vo。输入电容器114电连接在输入节点vin与参考节点126之间，并且输出电容器116电连接在输出节点vo与参考节点126之间。每个开关电路106、108及其对应的电感器110、112共同被称为所述转换器的“相位”122。因此，dc到dc转换器100具有两个相位。在本文档中，可以通过使用括号中的数字来指代项的特定实例(例如，相位122(1))，而没有括号的数字指代任何这样的项(例如，相位122)。
每个开关电路106、108包括控制开关装置128，所述控制开关装置在控制器118的命令下交替地在其导通状态与非导通状态之间切换。开关装置128被认为是“控制”开关装置，因为转换器输出电压(即，输出端口104处的电压)的幅值是开关装置128的占空比的函数。每个开关电路106、108进一步包括续流开关装置130，所述续流开关装置被适配用于在所述开关电路的控制开关装置128从其导通状态转换至非导通状态时向通过其对应电感器110、112的电流提供通路。在本公开的上下文中，开关装置包括但不限于：双极结型晶体管、场效应晶体管(例如，n沟道或p沟道金属氧化物半导体场效应晶体管、结型场效应晶体管、金属半导体场效应晶体管)、绝缘栅双极结型晶体管、闸流晶体管、或者可控硅整流器。
控制器118使每个开关电路106、108在输入节点vin与参考节点126之间重复切换其对应的电感器110、112，从而重复正向偏置以及反向偏置其对应的电感器以便将电力从电源124传输到电连接至输出端口104的负载(未示出)。在本文档中，当电感器的对应控制开关装置正在其导通状态下操作并且所述电感器的对应续流开关装置正在其非导通状态下操作时，所述电感器被“正向偏置”。例如，当控制开关装置128(1)正在其导通状态下操作并且续流开关装置130(1)正在其非导通状态下操作时，电感器110被正向偏置。相反地，在本文档中，当电感器的对应控制开关装置正在其非导通状态下操作并且当电感器的对应续流开关装置正在其导通状态下操作时，电感器被“反向偏置”。例如，当控制开关装置128(1)正在其非导通状态下操作并且续流开关装置130(1)正在其导通状态下操作时，电感器110被反向偏置。此外，每个开关电路106、108能够在高阻抗状态下操作并且由此通过在其控制开关装置128及其续流开关装置130的非导通状态下操作所述控制开关装置和所述续流开关装置中的每一个来电隔离其对应的电感器。例如，当控制开关装置128(1)和续流开关装置130(1)两者在其各自的非导通状态下操作时，电感器110被电隔离。
控制器118生成信号132、134、136、138来分别控制开关装置128(1)、130(1)、128(2)、130(2)。当信号132、134、136、138被断言时，其对应的开关装置128(1)、130(1)、128(2)、132(2)处于其导通状态下。相反地，当信号132、134、136、138解除断言时，其对应的开关装置128(1)、130(1)、128(2)、132(2)处于其非导通状态下。为了促进说明清楚，在图1中未示出信号132、134、136、138与其对应的开关装置之间的连接。控制器118可选地被配置用于控制开关电路106、108调节两相dc到dc转换器100的一个或多个参数，诸如输出端口104处的电压和/或通过输出端口104的电流。
控制器118通常使开关电路106、108以相对较高的频率(可选地，以100千赫或者更大)进行切换，以促进较低纹波电流幅值和快速暂态响应，并且确保开关电感噪音是在超过人类可感知的频率下。此外，在某些实施例中，控制器118使开关电路106、108在ccm下相对于彼此异相地切换。
控制器118包括处理器140、存储器142、以及接口电路系统144。处理器140以存储在存储器142中的固件或软件的形式执行指令146以控制dc到dc转换器100，比如控制开关电路106、108。接口电路系统144将处理器140与其他电路系统(诸如开关电路106、108)电接口连接。例如，在一些实施例中，接口电路系统144包括电平转换电路系统，所述电平转换电路系统用于将来自处理器140的信号转换成采用适合于驱动控制开关装置128和续流开关装置130的形式的信号132、134、136、138。在某些实施例中，控制器118被部分地或完全地实现为集成电路，可选地进一步包括开关电路106、108。在一些替代性实施例中，处理器140和存储器142由模拟和/或数字电子电路系统来替代或者补充。
控制器118被配置用于在至少两种模式下(即ccm和dcm)操作dc到dc转换器100。图2是展示在ccm下的操作的曲线图200。竖直轴202表示幅值，并且水平轴204表示时间。曲线图200包括表示通过第一电感器110的漏电感的电流206、通过第二电感器112的漏电感的电流208、耦合电感器120的磁化电流210以及开关装置信号132、134、136、138的曲线。在这个示例中，信号132、134、136、138中的每一个在其处于其逻辑高状态下时被断言。然而，控制器118可以可替代地被配置为使得信号132、134、136、138中的每一个在其处于其逻辑低状态下时被断言。控制器118如下地控制第一开关电路106和第二开关电路108。在开关周期t1的第一子周期214期间，第一开关电路106正向偏置第一电感器110，并且第二开关电路108反向偏置第二电感器112，以使得通过第一电感器110的电流206斜升并且磁感应出通过第二电感器112的电流。在本文档中，“斜升”意指值随时间推移而增加，以使得结束值大于开始值。例如，在每个第一子周期214中，电流206在子周期结束时的值大于电流206在子周期开始时的值。表示电流206和208斜升的线段在图2中分别被指定为206u和208u。在周期t1的第二子周期216期间，第一开关电路106反向偏置第一电感器110，并且第二开关电路108反向偏置第二电感器112，以使得通过每个电感器的电流斜降。在本文档中，“斜降”意指值随时间而降低，以使得结束值小于开始值。例如，在每个第二子周期216中，电流206在子周期结束时的值小于电流206在子周期开始时的值。表示电流206和电流208斜降的线段在图2中分别被指定为206d和208d。在周期t2的第一子周期214中，第二电感器112代替第一电感器110被正向偏置，并且第一电感器110代替第二电感器112被反向偏置。周期t1和t2以替代形式进行重复。磁化电流210具有峰到峰幅值212，并且电流206和208在每个周期t中由于第一电感器110和第二电感器112的不完美磁耦合而具有不同的幅值。
图3是如图2的曲线图200的曲线图300，但展示了dc到dc转换器100在dcm下而不是ccm下的操作。控制器118如下地在dcm下控制第一开关电路106和第二开关电路108。在开关周期t的第一子周期314期间，第一开关电路106正向偏置第一电感器110，并且第二开关电路108反向偏置第二电感器112，以使得通过第一电感器110的电流206斜升并且磁感应出通过第二电感器112的电流。这样，控制器118使得能量转移脉冲(即，第一电感器110的正向偏置)在第一子周期314中发生。在周期t的第二子周期316中，第一开关电路106则反向偏置第一电感器110，并且第二开关电路108反向偏置第二电感器112。结果是，通过第一电感器110的电流206以及通过第二电感器112的电流208在第二子周期316期间斜降。
重要的是，并且与常规dcm技术相较而言，控制器118使得附加能量转移脉冲在每个dcm开关周期t中发生。具体地，响应于通过第二电感器112的电流208的幅值降至零，第二开关电路108在周期t的第三子周期318期间正向偏置第二电感器112，以使得通过第二电感器112的电流208的幅值斜升并且磁感应出通过第一电感器110的电流。这样，第一电感器110和第二电感器112在每个dcm开关周期t期间(即分别在第一子周期314和第三子周期318期间)非同时地被正向偏置。如下面所讨论的，在每个dcm开关周期t(即在第三子周期318中对第二电感器112的正向偏置)期间，额外能量转移脉冲增加了传输功率与磁芯损耗之比，从而促进了在轻负载下的高效率。
在周期t的第四子周期320中，第一开关电路106反向偏置第一电感器110，并且第二开关电路108反向偏置第二电感器112，以使得通过第一电感器110的电流206以及通过第二电感器112的电流208在第四子周期320期间斜降。在周期t的第五子周期322中，第一开关电路106和第二开关电路108中的每一个在高阻抗状态下进行操作以便电隔离其对应的电感器110、112，以使得通过第一电感器110的电流206的幅值以及通过第二电感器112的电流208的幅值在第五子周期322的持续时间内各自保持在零。在dc到dc转换器100的dcm期间，磁化电流210具有峰到峰幅值312。
为了帮助理解在dc到dc转换器100的dcm期间额外能量转移脉冲如何帮助实现高效率，考虑图4，所述附图包括如图3的曲线图300那样的曲线图400、但修改了dc到dc转换器100，以使得在每一个周期内只发生单个能量转移脉冲。在每个周期t期间，即在第一子周期414期间，将能量从电源124到连接至输出端口104的负载的转移仅进行一次。然而，峰到峰磁化电流412类似于ccm的峰到峰磁化电流212(以及图3中dcm的峰到峰磁化电流312)，并且磁芯损耗随着增加的峰到峰磁化电流而增大。结果是，传输功率与磁芯损耗之比在图4的修改配置中相对较低。如图3中所展示的，相较而言，在dcm下，在每个周期t期间(即在第一子周期314期间以及在第三子周期318期间)，将能量从电源124到连接至输出端口104的负载的转移进行两次。此外，峰到峰磁化电流312大约与图4的峰磁化电流412相同。结果是，dc到dc转换器100将具有比图4修改配置大得多的传输功率与磁芯损耗之比，并且因此dc到dc转换器100将在dcm期间具有比图4修改配置显著更高的效率。
在反向偏置第一电感器110之后电流仍然流过第一电感器110和第二电感器112中的至少一个时，只要第二电感器112在每个周期t期间被正向偏置，dc到dc转换器100可以被修改为在dcm下具有不同的开关模式。例如，图5展示了dc到dc转换器100的替代性实施例的dcm，其中，控制器118使第二开关电路108响应于第一开关电路106反向偏置第一电感器110、而不是响应于通过第二电感器112的电流208降至零而正向偏置第二电感器112。图5的替代性实施例将具有比图1的实施例更高的传输功率与磁芯损耗之比，但是图5的替代性实施例将具有比图1的实施例更大的纹波电流幅值。
在dc到dc转换器100的一些其他替代性实施例中，第二电感器112在除了当第一电感器110被反向偏置时或者当通过第二电感器112的电流208降至零时之外的某个时间处在dcm下被正向偏置，比如用于优化特定操作条件的效率和/或dc到dc转换器的特点。例如，图6展示了dc到dc转换器100的替代性实施例的dcm，其中，控制器118使第二开关电路108在时间t处正向偏置第二电感器112，其中，时间t发生在第一开关电路106反向偏置第一电感器110之后、但在通过第二电感器112的电流208降至零之前。
在dc到dc转换器100的dcm期间，每个周期t具有相同的开关模式。然而，dc到dc转换器100可以被修改为从一个周期t到下一个周期交替对电感器进行正向偏置。例如，图7展示了dc到dc转换器100的替代性实施例的dcm，其中，第一周期t1具有如图3中展示的开关模式，但其中，第二周期t2具有如下的开关模式。在周期t2的第一子周期314期间，第二开关电路108正向偏置第二电感器112，并且第一开关电路106反向偏置第一电感器110，以使得通过第二电感器112的电流208斜升并且磁感应出通过第一电感器110的电流。在周期t2的第二子周期316中，第二开关电路108则反向偏置第二电感器112，并且第一开关电路106反向偏置第一电感器110。结果是，通过第一电感器110的电流206以及通过第二电感器112的电流208在第二子周期316期间斜降。响应于通过第一电感器110的电流206的幅值降至零，第一开关电路106在周期t2的第三子周期318期间正向偏置第一电感器110，以使得通过第一电感器110的电流206的幅值斜升并且磁感应出通过第二电感器112的电流。
在周期t2的第四子周期320中，第一开关电路106反向偏置第一电感器110，并且第二开关电路108反向偏置第二电感器112，以使得通过第一电感器110的电流206以及通过第二电感器112的电流208在第四子周期320期间斜降。在周期t2的第五子周期322中，第一开关电路106和第二开关电路108中的每一个在高阻抗状态下进行操作以便电隔离其对应的电感器110、112，以使得通过第一电感器110的电流206的幅值以及通过第二电感器112的电流208的幅值在第五子周期322的持续时间内保持在零。周期t1和周期t2以交替形式进行重复，以使得第一电感器110和第二电感器112各自的作用在相继的开关周期之间交替。因此，在这个实施例中，控制器118可以被认为是在每个开关周期内将电感器110和112中的一个指定为“第一”电感器，并且在相继的开关周期之间改变被指定为所述“第一”电感器的那个电感器。图5和图6的替代性实施例也可以被修改为从一个周期t到下一个周期交替对电感器进行正向偏置。
在每个dcm开关周期内包括多于一个能量转移脉冲的概念可以扩展到具有两个以上相位的dc到dc转换器。例如，图8展示了dc到dc转换器800，所述转换器类似于图1的dc到dc转换器100但是包括两个附加相位122(3)和122(4)。相位122(3)包括电连接在输入端口102与第三开关节点vx3之间的第三开关电路848、以及电连接在第三开关节点vx3与公共输出节点vo之间的第三电感器850。相位122(4)包括电连接在输入端口102与第四开关节点vx4之间的第四开关电路852、以及电连接在第四开关节点vx4与公共输出节点vo之间的第四电感器854。第一电感器110、第二电感器112、第三电感器850和第四电感器854中的每一个彼此磁耦合以实现相互磁耦合。在本文档中，术语“相互磁耦合(mutualmagneticcoupling)”意指每个电感器磁耦合至每个其他的电感器。因此，每个电感器110、112、850、854包括对应的漏电感，并且存在与每对电感器110、112、850、854的磁耦合相关联的对应磁化电感。第三开关电路848包括控制开关装置128(3)和续流开关装置130(3)，并且第四开关电路852包括控制开关装置128(4)和续流开关装置130(4)。控制器818生成信号132、134、136、138、856、858、860、862来分别控制开关装置128(1)、130(1)、128(2)、132(2)、128(3)、130(3)、128(4)、130(4)。
控制器818类似于图1的控制器118，并且控制器818被配置用于在dcm下控制第一开关电路106、第二开关电路108、第三开关电路848和第四开关电路852中的每一个，如下所述的以及如图9中所展示的。图9包括展示了在dcm期间的dc到dc转换器800的操作的曲线图900，其中，竖直轴902表示幅值，并且水平轴904表示时间。曲线图900包括表示通过第一电感器110的漏电感的电流206、通过第二电感器112的漏电感的电流208、通过第三电感器850的漏电感的电流864、通过第四电感器854的漏电感的电流866、以及开关装置信号132、134、136、138、856、858、860、862的曲线。表示通过第二电感器112的漏电感的电流208、通过第三电感器850的漏电感的电流864、以及通过第四电感器854的漏电感的电流866的所述曲线本质上是相同的，并且因此在图9中由单条虚线来表示以促进说明清楚。
在周期t的第一子周期914期间，第一开关电路106正向偏置第一电感器110，并且第二开关电路108、第三开关电路848和第四开关电路852分别反向偏置第二电感器112、第三电感器850和第四电感器854，以使得通过第一电感器110的电流206斜升并且磁感应出通过第二电感器112、第三电感器850和第四电感器854中的每一个的电流。在周期t的第二子周期916中，每个开关电路106、108、848、852反向偏置其对应的电感器110、112、850、854，以使得通过每个电感器的电流斜降。
响应于通过第二电感器112、第三电感器850或第四电感器854中的每一个的电流的幅值降至零，第二开关电路108、第三开关电路848和第四开关电路852中的每一个在周期t的第三子周期918中正向偏置其对应的电感器112、850、854。因此，通过第二电感器112、第三电感器850和第四电感器854的电流的幅值斜升并且磁感应出通过第一电感器110的电流。因此，在每个dcm开关周期t期间第一电感器110和第二电感器112非同时地被正向偏置。另外，在每个dcm开关周期t期间第一电感器110和第三电感器850非同时地被正向偏置，并且在每个dcm开关周期t期间第一电感器110和第四电感器854也非同时地被正向偏置。在周期t的第四子周期920中，每个开关电路106、108、848、852则反向偏置对应的电感器110、112、850、854，以使得通过每个电感器的电流斜降。在周期t的第五子周期922中，每个开关电路106、108、848、852在高阻抗状态下进行操作以便电隔离其对应的电感器110、114、850、854，以使得通过每个电感器的电流的幅值在第五子周期922的持续期间内保持在零。
控制器818在dc到dc转换器800中进一步被配置用于从一个周期到下一个周期交替对电感器110、112、850、854进行正向偏置。例如，第二电感器112可以在紧接图9中所展示的周期t之后的周期t中的第一子周期914期间被正向偏置。因此，在这个实施例中，控制器818可以被认为是在每个开关周期内将电感器110、112、850和854中的一个指定为“第一”电感器，并且在相继的开关周期之间改变被指定为所述“第一”电感器的那个电感器。
控制器818可以被修改以使得其使第三子周期918在与图9中所展示的不同时间处开始，只要第三子周期918在反向偏置第一电感器110之后电流仍然流过电感器110、112、850和854中的至少一个时开始。另外，只要在dcm期间的每个周期内发生至少两个能量转移脉冲内，可以在不脱离本发明的范围的情况下对开关模式以及电感器110、112、850、854的磁耦合进行改变。例如，图10包括如图9的曲线图900的曲线图1000，但展示了具有电感器110、112、850、854的不同磁耦合的dc到dc转换器800的替代性实施例的dcm。具体地，在图10的替代性实施例中，电感器110、112、850、854具有“邻居(neighbor)”磁耦合配置，如图11中象征性地展示的，其中，箭头1102表示强磁耦合。例如，尽管电感器110、112、850和854都磁耦合，但是第三电感器850与磁耦合至第一电感器110相比更强烈地磁耦合至第二电感器112和第四电感器854中的每一个。作为另一个示例，第四电感器854与磁耦合至第二电感器112相比更强烈地磁耦合至第一电感器110和第三电感器850。可以在相互磁耦合的n个电感器的情况下更一般地描述邻居磁耦合，但是电感器i与磁耦合至其他电感器相比更强烈地磁耦合至电感器i-1和i+1，其中，i＝(1,2,…n)，例外情况为i＝1以及i＝n。在i＝1的情况下，电感器i与磁耦合至其他电感器相比更强烈地磁耦合至电感器n和电感器2，并且在i＝n的情况下，电感器i与磁耦合至其他电感器相比更强烈地磁耦合至电感器n-1和电感器1。表示通过第二电感器112的漏电感的电流208、以及通过第四电感器854的漏电感的电流866的所述曲线本质上是相同的，并且因此图10中被表示为单条虚线以促进说明清楚。
在图10和图11的替代性实施例中，控制器818被配置用于在dcm下控制第一开关电路106、第二开关电路108、第三开关电路848和第四开关电路852中的每一个，如下所述的以及如图10中所展示的。在周期t的第一子周期1014期间，第一开关电路106正向偏置第一电感器110，并且第二开关电路108、第三开关电路848和第四开关电路852分别反向偏置第二电感器112、第三电感器850和第四电感器854，以使得通过第一电感器110的电流206斜升并且磁感应出通过第二电感器112、第三电感器850和第四电感器854中的每一个的电流。在周期t的第二子周期1016中，每个开关电路106、108、848、852反向偏置其对应的电感器110、112、850、854，以使得通过每个电感器的电流斜降。
响应于通过第三电感器850的电流864的幅值降至零，第三开关电路848在周期t的第三子周期1018期间正向偏置第三电感器850。因此，通过第三电感器850的电流的幅值斜升并且磁感应出通过每个其他电感器110、112、854的电流。在周期t的第四子周期1020中，每个开关电路106、108、848、852则反向偏置对应的电感器110、112、850、854，以使得通过每个电感器的电流斜降。在周期t的第五子周期1022中，第二开关电路108和第四开关电路852中的每一个分别正向偏置第二电感器112和第四电感器854，以使得通过第二电感器112和第四电感器854的电流斜升并且磁感应出通过第一电感器110和第三电感器850的电流。这样，在每个dcm开关周期t期间，第一电感器110、第二电感器112和第三电感器850非同时地被正向偏置，并且在每个dcm开关周期t期间，第一电感器110、第三电感器850和第四电感器854也非同时地被正向偏置。在周期t的第六子周期1024中，每个开关电路106、108、848、852反向偏置其对应的电感器110、112、850、854，以使得通过每个电感器的电流斜降。在周期t的第七子周期1026中，每个开关电路106、108、848、852在高阻抗状态下进行操作以便电隔离其对应的电感器110、114、850、854，以使得通过每个电感器的电流的幅值在第七子周期1026的持续时间内保持在零。在一些替代性实施例中，第三子周期1018和/或第五子周期1022在与图10中所展示的不同时间处开始，只要第三子周期1018和第五子周期1022在反向偏置第一电感器110之后电流仍然流过电感器110、112、850和854中的至少一个时开始。
图12包括如图9的曲线图的曲线图1200，但展示了具有电感器110、112、850、854的不同磁耦合的dc到dc转换器800的另一个替代性实施例的dcm。具体地，在图12的替代性实施例中，电感器110、112、850、854具有“阶梯(ladder)”磁耦合配置，如图13中象征性展示的，其中，箭头1302表示强磁耦合。阶梯磁耦合在n个电感器的情况下可以更一般地描述为所有电感器都磁耦合，但电感器j与磁耦合至其他电感器相比更强烈地磁耦合至电感器j-1和j+1，其中，i＝(1,2,…n)，例外情况为j＝1以及j＝n。在j＝1的情况下，电感器j与磁耦合至其他电感器相比更强烈地磁耦合至电感器2，并且在j＝n的情况下，电感器j与磁耦合至其他电感器相比更强烈地磁耦合至电感器n-1。
在图12和图13的替代性实施例中，控制器818被配置用于在dcm下控制第一开关电路106、第二开关电路108、第三开关电路848和第四开关电路852中的每一个，如下所述的以及如图12中所展示的。在周期t的第一子周期1214期间，第一开关电路106正向偏置第一电感器110，并且第二开关电路108、第三开关电路848和第四开关电路852分别反向偏置第二电感器112、第三电感器850和第四电感器854，以使得通过第一电感器110的电流206斜升并且磁感应出通过第二电感器112、第三电感器850和第四电感器854中的每一个的电流。在周期t的第二子周期1216中，每个开关电路106、108、848、852反向偏置其对应的电感器110、112、850、854，以使得通过每个电感器的电流斜降。
响应于通过第三电感器854的电流的幅值降至零，第四开关电路852在周期t的第三子周期1218内正向偏置第四电感器854。因此，通过第四电感器854的电流的幅值斜升并且磁感应出通过每个其他电感器110、112、850的电流。在周期t的第四子周期1220中，每个开关电路106、108、848、852则反向偏置对应的电感器110、112、850、854，以使得通过每个电感器的电流斜降。在周期t的第五子周期1222中，第二开关电路108和第三开关电路848中的每一个分别正向偏置第二电感器112和第三电感器850，以使得通过第二电感器112的电流以及通过第三电感器850的电流斜升并且磁感应出通过第一电感器110和第四电感器854的电流。这样，在每个dcm开关周期t期间第一电感器110、第二电感器112和第四电感器854非同时地被正向偏置，并且在每个dcm开关周期t期间第一电感器110、第三电感器850和第四电感器854也非同时地被正向偏置。在周期t的第六子周期1224中，每个开关电路106、108、848、852反向偏置其对应的电感器110、112、850、854，以使得通过每个电感器的电流斜降。在周期t的第七子周期1226中，每个开关电路106、108、848、852在高阻抗状态下进行操作以便电隔离其对应的电感器110、114、850、854，以使得通过每个电感器的电流的幅值在第七子周期1226的持续时间内保持在零。在一些替代性实施例中，第三子周期1218和/或第五子周期1222在与图12中所展示的不同时间处开始，只要第三子周期1218和第五子周期1222在反向偏置第一电感器110之后电流仍然流过电感器110、112、850和854中的至少一个时开始。
尽管在此展示的dc到dc转换器800具有四个相位122，但是dc到dc转换器800可以被修改为具有不同数量的相位122，对其开关模式做出适当变化，只要在dcm期间的每个周期内发生至少两个能量转移脉冲。因此，dc到dc转换器800可以更一般地描述为具有n个相位，其中相位的电感器相互、相邻或梯形磁耦合，其中，n是大于二的整数，并且在dcm期间的每个周期内发生至少两个能量转移脉冲。此外，尽管dc到dc转换器200和800中的每一个被展示为是多相降压转换器，但是在不脱离本文范围的情况下，任一dc到dc转换器可以被修改为具有不同的拓扑结构，比如升压拓扑结构或降压拓扑结构。
图14展示了用于多相dc到dc转换器的断续导通模式操作的方法1400。方法1400开始于步骤1402：正向偏置磁耦合至第二电感器的第一电感器，以使得通过所述第一电感器的电流斜升并且磁感应出通过所述第二电感器的电流。在步骤1402的一个示例中，第一开关电路106正向偏置第一电感器110，并且第二开关电路108反向偏置第二电感器112，以使得通过第一电感器110的电流206斜升并且磁感应出通过第二电感器112的电流208，如在图3中所展示的。在步骤1404中，在正向偏置第一电感器之后，反向偏置所述第一电感器。在步骤1404的一个示例中，在第二开关电路108反向偏置第二电感器112的同时，第一开关电路106反向偏置第一电感器110。
步骤1404先于步骤1406，其中，在反向偏置第一电感器的同时以及在通过第一电感器的电流的幅值降至零之前，正向偏置第二电感器，以使得通过第二电感器的电流斜升并且磁感应出通过第一电感器的电流。在步骤1406的一个示例中，在第一开关电路106反向偏置第一电感器110的同时，第二开关电路108正向偏置第二电感器112，以使得通过第二电感器112的电流208的幅值斜升并且磁感应出通过第一电感器110的电流。在步骤1408中，反向偏置第一和第二电感器中的每一个，以使得通过第一和第二电感器中的每一个的电流的幅值斜降至零。在步骤1408的一个示例中，第一开关电路106反向偏置第一电感器110，并且第二开关电路108反向偏置第二电感器112，以使得通过第一电感器110的电流206以及通过第二电感器112的电流208斜降。
在步骤1410中，电隔离第一和第二电感器中的每一个，以使得通过第一和第二电感器中的每一个的电流的幅值在有限时间量内保持在零。在步骤1410的一个示例中，第一开关电路106和第二开关电路108中的每一个在高阻抗状态下进行操作以便电隔离其对应的电感器110、112，以使得通过第一电感器110的电流206的幅值以及通过第二电感器112的电流208的幅值各自保持在零。步骤1402至1410可选地重复一次或多次，如由箭头1412指示的。
在不脱离本文范围的情况下，可以对上述dc到dc转换器和相关联方法进行改变。因此，应当注意，包含在以上说明书中并且在附图中示出的内容应当被解释为说明性的而不是限制性的意义。以下权利要求旨在涵盖本文中所描述的一般特征和特定特征，以及本方法和系统范围的所有陈述在语言上可以被说成落在其间。