本发明属于dc-dc变换器领域(dc-dcconverter)。
背景技术：
：dc-dc变换器是电源类芯片的主要产品之一。电压型变换器主要包含低压差线性稳压器(ldo)、dc-dc、ac-dc等。ldo的输出电压对噪声的抑制作用比较好，因此可以用于低噪声电路；然而，ldo的功耗相对较大，而且其输出的电压要低于输入。相比于ldo，开关电源的优点一方面是其输出电压不受输入电压的制约，同时，开关电源的功耗相对于其他来说要低很多，故其能量转化效率高。尽管dc-dc变换器在噪声、输出电压纹波等方面有不足，但是由于其高的转换效率，其被大量的应用于对效率要求较高的电子产品中。目前流行的dc-dc开关电源主要包含buck、boost以及buck-boost型等，在这些开关电源中，系统的控制方式主要包含电流模式和电压模式。电压控制模式只有一个控制环路，通过监测输出电压的变化来对环路进行调整，但是其响应速度慢，补偿结构复杂；电流控模式包含两个控制环路，其同时监测电压与电流的变化反馈到环路中实现调整，因此其响应速度相对要快，而且由于电流反馈环路的存在，使得电路系统的补偿结构大大简化。由于电流控制模式存在响应速度快、补偿简单等优点，现如今的dc-dc变换器中大部分采用电流控制模式。如果dc-dc转换器采用的是峰值电流方式，这种控制方式的系统瞬态响应快，但是当占空比d>50％时会出现次谐波振荡，这会影响芯片的稳定性，因此必须加入斜坡补偿电路来保证系统的稳定(见文献薛彦红.降压型dc-dc中自适应斜坡补偿电路的设[d].东南大学,2009)。斜坡补偿是指在dc-dc变换器的电流控制环路中加入斜坡补偿电流，用来尽量的减低由于电感电流波动带来的次谐波振荡。斜坡补偿电路作为dc-dc变换器控制模块，需要高精度低功耗的特点。斜坡补偿技术主要分为三种：一次斜坡补偿、分段线性斜坡补偿以及适应斜坡补偿。一次斜坡补偿与分段线性斜坡补偿容易造成过补偿，这会减弱系统的瞬态响应速度与带载能力。为了提高系统的瞬态响应速度与带载能力，设计了一种自适应斜坡补偿电路，该电路结构生成的斜坡补偿信号的补偿斜率随占空比变化。技术实现要素：本发明针对现有技术精度不足的问题提出一种高精度的自适应斜坡补偿电路。本发明技术方案包为一种自适应斜坡补偿电路，该补偿电路包括：第一电流镜、第二电流镜、第三电流镜、第四电流镜、控制电容充放电电路、第一电阻、第二电阻，第一电压采样模块，第二电压采样模块；所述第一电流镜包括：第一pmos管、第二pmos管、第三pmos管、第四pmos管；所述第一pmos管与第三pmos管的源极共同连接输入信号vin，第一pmos管与第三pmos管的栅极共接后连接第一pmos管漏极，第一pmos管漏极接第二pmos管源极，第二pmos管与第四pmos管的栅极共接后连接第二pmos管的漏极，第三pmos管的管漏极接第四pmos管源极；所述第二电流镜包括：第五pmos管、第六pmos管、第七pmos管、第八pmos管；所述第五pmos管与第七pmos管的源极共同连接输入信号vin，第五pmos管与第七pmos管的栅极共接后连接第五pmos管漏极，第五pmos管漏极接第六pmos管源极，第六pmos管与第八pmos管的栅极共接后连接第六pmos管的漏极，第七pmos管的管漏极接第八pmos管源极；所述第三电流镜包括：第九pmos管、第十pmos管、第十一pmos管、第十二pmos管；所述第九pmos管与第十一pmos管的源极共同连接输入信号vin，第就pmos管与第十一pmos管的栅极共接后连接第十一pmos管漏极，第九pmos管漏极接第十pmos管源极，第十pmos管与第十二pmos管的栅极共接后连接第十二pmos管的漏极，第十一pmos管的管漏极接第十二pmos管源极；所述第四电流镜包括：第一nmos管、第二nmos管、第三nmos管、第四nmos管；第一nmos管与第三nmos管的栅极共接后连接第一nmos管漏极，第一nmos管源极接第二nmos管漏极，第二nmos管与第四nmos管的栅极共接后连接第二nmos管的漏极，第三nmos管的管源极接第四nmos管漏极；第二nmos管与第四nmos管的源极共同接地；所述控制电容充放电电路包括：第五nmos管、第六nmos管、电容c，所述第五nmos管的漏极、第六nmos管的漏极、电容c的一端共接斜坡补偿电压vslope，第五nmos管的栅极连接控制时钟信号，所述第五nmos管的源极、第六nmos管的源极、电容c的另一端共同接地；所述第一电流镜中第二pmos管的漏极连接第一电阻的一端，所述第一电阻的另一端接地；所述第一电流镜中第四pmos管的漏极连接第四电流镜中第一nmos管的漏极；所述第二电流镜中第六pmos管的漏极分别连接第四电流镜中第三nmos管的漏极和第三电流镜中第十pmos管的漏极；所述第二电流镜中第八pmos管的漏极分别连接第五nmos管和第六nmos管的漏极和电容c的一端；所述第三电流镜中第十二pmos管的漏极连接第二电阻的一端，所述第二电阻的另一端接地；所述第一电压采样模块采样第一电阻两侧电压，第二电压采样模块采样第二电阻量测电压。进一步的，所述第一电压采样电路和第二电压采样电路完全相同，都包括：第一电阻、第二电阻、第三电阻、比较器、电容、nmos管m1、nmos管m2，所述第一电阻的输出端与第二电阻的输入端相连，第一电阻和第二电阻的共节点连接比较器的正极输入端，电容的输入端、nmos管m1的漏极、第三电阻的输入端共接后连接比较器的负极输入端，第二电阻的输出端、电容的输出端、nmos管m1的源极、第三电阻的输出端共接地，所述比较器的输出端接nmos管m2的栅极，nmos管m2的源极连接nmos管m1的的漏极；其中，所述第一电压采样电路中第一电阻的输入端连接输入信号vout，第一电压采样电路中nmos管m2的漏极连接第一电流镜中的第二pmos管的漏极；所述第二电压采样电路中的第一电阻的输入端连接输入信号vin，所述第二电压采样电路中nmos管m2的漏极连接第三电流镜中第十二pmos管的漏极。本发明的有益效果是，与传统自适应斜坡补偿电路相比较，本发明提出的自适应斜坡补偿电路精度更高。附图说明图1是李帅发明的自适应斜坡补偿电路。图2是周泽坤发明的自适应斜坡补偿电路。图3是本发明所述的自适应斜坡补偿电路。图4是本发明采用的电压采样电路。图5是本发明中的采用的脉冲波形。图6是本发明中的ctrl信号产生电路。图7是本发明中在不同温度下的仿真结果。图8是本发明中工艺角分析结果。图9是本发明中vin改变，vout不变斜坡补偿斜率变化。图10是本发明中vout改变，vin不变斜坡补偿斜率变化。具体实施方式以下结合附图，详细说明本发明的内容：图1是李帅发明的自适应斜坡补偿电路(见文献一种用于buckdc-dc转换器的自适应斜坡补偿电路[j].李帅,张志勇,赵武,程卫东.电子技术应用.2010(02))，图1中m0和r0构成源极跟随器，将m1的栅源电压vgs1偏置在恒定状态，使得流过m1、m2的电流保持恒定；r1、r2组成分压网络，将vout分压后得到v0；图1中采用m1、m2构成pmos源极跟随器：v1＝v0+|vgs2|，由于流过m2的电流恒定，所以vgs2恒定；m3与r3组成源极跟随器：v2＝v1-vgs3，选择较大阻值的r3，所以流过m3的电流i0比较小；又因为m3的宽长比较大，所以可以认定vgs3是恒定的。由以上推论可以得到：v2＝v0+|vgs2|-vgs3。合理调节相关参数，使得|vgs2|＝vgs3|，有v2＝v0。这种电压采样方案电路结构简单，但是误差较大，实际操作困难。图2是周泽坤发明的自适应斜坡补偿电路(见文献一种自适应斜坡补偿电路[j].周泽坤,王锐,张波.电子科技大学学报.2007(01))，图2中r3、r4构成分压电路，将vin分压得到v1。运算放大器opa、电阻r1和场效应管mn1构成了箝位电路，利用了运放的虚短，使得流过mn1的电流只由v1和电阻r1决定。这个电压采样方案可操作性和精度上都要提升很多，但是功耗较大。斜坡补偿斜率变化及精度如表1、表2所示。sc表示斜坡补偿斜率，δsc(set)表示预设变化量，δsc斜坡补偿斜率实际变化量，δ(δsc)表示实际变化量与预设变化量的差值，δ(δsc)/δsc(set)表示斜坡补偿精度。由表中得知，当vin等间距变化时，斜坡补偿信号v(slope)的斜率也基本上是等间距变化的。vout恒定，vin在2～5v的范围内变化时(一般便携式设备正常工作的输入电压都在这个范围内)，斜坡补偿信号斜率的精度可以达到88％以上。同理，根据斜坡补偿斜率随vout变化的数据由表2所示，vin恒定，vout在4.5～22.5v的范围内变化时，斜坡补偿信号斜率的精度可以达到83％以上。表1斜坡补偿斜率变化及精度(vin改变)vin(v)sc(v/s)δsc(v/s)δ(δsc)(v/s)δ(δsc)/δsc(set)4.502670021870443016.84％6.754857023570273010.38％9.00721402485014505.51％11.2596990257105902.24％13.501227002630000.00％15.75149000266003001.14％18.00175600261002000.76％20.252017002520011004.18％22.5022690023200310011.79％表2斜坡补偿斜率变化及精度(vout改变)图3是本发明设计的自适应斜坡补偿电路，图4本发明中采用的电压采样信号，短脉冲信号p控制晶体管m1的关断，当m1导通时，将电压vo3置0，以确保此时vo3低于vs。比较器的输出控制m2关断。当vo3低于vs时，m2导通，电流源对电容c充电，由于比较器的延迟，会发生过冲(vo3＞vs)，此时m2关断，电容通过r3放电。最终整个系统趋于稳定，即vo3＝vs。此方案精度高且功耗低。其中短脉冲p1和p2如图4所示。p2的脉冲宽度比p1稍大，因为需要等待电压v1和v2稳定，然后再开启晶体管mn6，让islope对电容c2充电。ctrl控制信号产生电路如图6所示，当vos＜vis时，ctrl为高，控制晶体管mn5导通，将vslope置0，即当占空比较小时，不产生斜坡补偿。利用电压采样模块1使得流过晶体管mp2的电流由电压v1和电阻r3决定，即：晶体管mp1、mp2、mp3和mp4构成共源共栅电流镜，将电流imp2镜像为imp4，设置mp3和mp4的宽长比是mp1和mp2的a倍，则电流imp4为：同理，由电压采样模块2，电阻r、mp9、mp10、mp11和mp12构成的网络，并设置mp9和mp10的宽长比是mp11和mp12的e倍，使得电流imp10可以表示为：由mn1，mn2，mn3和mn4构成的电流镜将imp4镜像为imn5，设置mn3和mn4的宽长比是mn1和mn2的b倍，则电流imn5为：根据kcl定律，在结点o，得出流过mp6的电流。流过mp6的电流通过由mp5、mp6、mp7和mp8构成的电流镜，设置mp7和mp8的宽长比是mp5和mp6的d倍，最终形成对电容c2充电的islope，即：电容两端电压即斜坡补偿电压vslope，该电压的斜率k为：只需适当设置其中各参数的值，即可得到符合要求的斜坡补偿斜率。本发明不同温度下仿真结果图7，如当输入电压为5v，输出电压为4v时，设置工艺角为tt，在不同的温度下得到的仿真结果如图7所示。当温度从-40℃变化到100℃的过程中，斜坡补偿峰值变化只有10mv左右，斜率变化仅为1％左右，精度高达97％以上。本发明工艺角分析结果如图8所示。对于5个工艺角ff、fnsp、snfp、ss和tt，在相同仿真条件下，斜率变化3％左右，精度可达95％以上。当输出电压稳定，输入电压变化时，斜坡补偿斜率变化曲线如图9所示，斜坡补偿斜率变化及精度如表3所示。vin(v)sc(v/s)δsc(v/s)δ(δsc)(v/s)δ(δsc)/δsc(set)4100280121004003.20％4.2588180121403602.88％4.576040121603402.72％4.7563880122003002.40％551680122602401.92％表3斜坡补偿斜率变化及精度(vin改变)当输入电压稳定，输出电压变化时，斜坡补偿斜率变化曲线如图10所示，斜坡补偿斜率变化及精度如表4所示。vout(v)sc(v/s)δsc(v/s)δ(δsc)(v/s)δ(δsc)/δsc(set)351680257207202.88％3.2577400257207202.88％3.5103120257207202.72％3.75128840257607603.04％4154600254004001.60％表4斜坡补偿斜率变化及精度(vout改变)由表3可以看出，当vout恒定，vin在4～5v变化时，斜坡补偿精度可达96％以上。同理，由表4可知，当vin恒定，vout在3～4v变化时，斜坡补偿精度可达96％以上。综上所述，本发明中的自适应斜坡补偿电路功耗更低精度更高，更能满足现如今的dc-dc电源要求。当前第1页12