本发明涉及dc-dc电源转换电路技术领域，具体的说是一种基于延迟和隔离驱动技术的耐高温高电压大功率dc-dc电源转换电路。
背景技术：
在石油随钻测量和定向钻井中，需要在钻头附近安装各种传感器、控制器、以及电磁阀等机电设备。为了给这些设备提供持续不断的电能，越来越多的随钻测量系统舍弃传统的电池供电，采用在钻头附近安装小型发电机的方式产生电能。相较于传统的电池供电，发电机供电可以节省因更换电池而增加的起下钻时间，提高钻井效率。小型发电机安装在钻柱内，利用流经钻柱的泥浆的冲力，带动发电机的叶片转动，可以持续不断地产生150v左右的交流电。从原理上，可以采用交流变压器将该高压交流电转换成电压较低的交流电，然后再整流成低压直流电，给各种弱电设备(如传感器、控制器、电磁阀等)供电。但是，交流变压器由线圈绕磁芯构成，在输出功率较大的情形下，体积庞大，可靠性差，不适合安装在钻头附近狭小的空间内。因此，一般是先将该交流电经三相整流转换成高压直流电，再经体积很小的dc-dc电源转换电路转换成弱电设备所需要的低压直流电。
dc-dc电源转换电路的基本原理是公知的，即先由一个脉冲宽度调制(pulsewidthmodulation，简称pwm)控制器产生占空比可调，也即脉冲宽度可调的方波，再由该方波控制一个金属氧化物硅(metal-oxide-silicon，简称mos)管的开启和关闭，从而将输入直流电斩波成方波，最后经电感、电容无功率损耗滤波后，产生电压值与输入电压不同的输出电压。
在具体实现上，目前公知的dc-dc电源转换电路包含一块dc-dc控制芯片以及由mos管、电感、电容、二极管等元器件构成的外围电路。dc-dc控制芯片包含了pwm控制器、反馈补偿、输出自举等功能模块。
公知的dc-dc电源转换电路实现方式优点是结构简单、所需元器件少，缺点是：1.dc-dc控制芯片集成度高，因此当系统输出高功率时，芯片发热功率大，散热性能差，无法在井下150度左右的环境温度下正常工作；2.由于公知dc-dc电源转换电路实现方式受其自举驱动技术的限制，在高电压(约150v)、大功率(约100w)的情形下消耗在mos管上的开关损耗大，导致mos管温度上升高，不能正常工作。因此，尽管dc-dc电源转换基本原理早已建立，公知的dc-dc电源转换方案尚不能满足在随钻测量场景中的耐高温、高电压、大功率的性能要求。
技术实现要素：
针对现有技术中存在的上述不足之处，本发明要解决的技术问题是提供一种基于隔离和延迟技术的大功率dc-dc电源转换电路，解决井下dc-dc电源转换电路系统在高温、高电压、大功率情形下的可靠性问题。
本发明为实现上述目的所采用的技术方案是：一种基于隔离和延迟技术的大功率dc-dc电源转换电路，包括：
功率级电路，包括开关管，其栅极连接隔离驱动电路输出的隔离驱动信号，漏极连接第一直流电压，源极连接隔离地并通过电感输出第五直流电压；
pwm控制电路，包括pwm控制器和与门；所述pwm控制器接收第五直流电压，输出脉冲宽度可调的方波；所述与门的一个输入端连接所述pwm控制器的输出端，另一个输入端接收经电阻分压后的第四直流电压；
隔离驱动电路，输入端连接pwm控制电路的输出端，输出开关管的隔离驱动信号，所述隔离驱动信号大于第一直流电压；
芯片供电电压产生模块，接收第一直流电压，用于将第一直流电压转换为第三直流电压和经过延时的第四直流电压；
所述第三直流电压为所述隔离驱动电路提供工作电压，且所述第三直流电压小于第一直流电压，并具有隔离地；
所述第四直流电压为所述pwm控制电路提供工作电压，且所述第四直流电压在上电过程中没有逐渐上升的暂态过程。
所述开关管为nmos管，所述隔离驱动电路输出的驱动信号大于第一直流电压；
所述pwm控制电路还包括：
比较器，其正向输入端连接参考电压，反向输入端连接所述pwm控制器的输出端，输出与所述脉冲宽度可调的方波相位相反的方波；
且所述pwm控制电路中的与门的一个输入端连接所述比较器的输出端，另一个输入端接收经电阻分压后的第四直流电压。
所述芯片供电电压产生模块包括：
低功率反激式dc-dc电源转换电路，接收第一直流电压，用于将第一直流电压转换为具有相同电压值的第二直流电压和第三直流电压，所述第二直流电压与所述第一直流电压共地，所述第三直流电压具有隔离地；所述第二直流电压和第三直流电压在上电后逐渐上升到对应的电压值；
线性稳压电路，接收第二直流电压，用于将第二直流电压转换为第六直流电压，所述第六直流电压用于为延迟驱动控制电路供电；所述第六直流电压的电压值小于第二直流电压的电压值；
延迟驱动控制电路，接收第二直流电压，用于将第二直流电压转换为阶跃的第四直流电压，所述第四直流电压用于为所述pwm控制电路供电；
所述第四直流电压与所述第二直流电压在上电结束稳定后的电压值相同。
所述第六直流电压还用于为所述pwm控制电路中的比较器和与门提供工作电压，并为所述pwm控制电路中的比较器提供参考电压。
所述低功率反激式dc-dc电源转换电路包括：
自启动电路，接收第一直流电压，用于在上电启动阶段为低功率dc-dc电源转换电路提供工作电压，并在上电结束后自动切断供电；
低功率dc-dc电源转换电路，接收第一直流电压，用于将第一直流电压转换为具有相同电压值的第二直流电压和第三直流电压，所述第二直流电压与所述第一直流电压共地，所述第三直流电压具有隔离地；所述第二直流电压和第三直流电压在上电后逐渐上升到对应的电压值。
本发明具有以下优点及有益效果：
1、本发明采用多芯片方案取代公知的单芯片方案，提高系统的耐高电压和散热性能，即将将公知的dc-dc控制芯片中的各功能模块按耐压值、功率值等可靠性指标进行分解，每个功能模块由专门筛选的满足其可靠性指标的芯片构成，各芯片按本发明提出的电路结构相互连接，使得除了功率mos管和二极管等少数简单元器件需要真正承受高电压和高电流外，其他控制和驱动部分只需要承受低电压，消耗低功率，从而放宽了这些部分的设计指标要求。在高温工作环境下，能同时达到多项指标要求的芯片选型比较困难。通过设计指标要求的放宽，可以使某些芯片选型成为可能，或者使某些芯片选型有较多的选项，或者可以选择较为廉价的芯片。
2、本发明采用隔离驱动电路，取代公知方案常用的自举驱动技术，为nmos提供高电压的驱动信号。隔离驱动采用浮地，在驱动信号电压增高时，浮地电压也随之增高，但二者之差保持不变，维持为一个低电压值。因此，尽管隔离驱动芯片输出为高电压，自身却只需要低电压供电，降低了对芯片的可靠性要求，减少mos管开关损耗，从而减少mos管工作温度上升，确保其可靠性。
3、本发明采用低功率反激式dc-dc电源转换电路，产生两个低工作电压，其中一个为电路中的各芯片供电，另一个是隔离的电源，为隔离驱动芯片供电。相较于公知的高边驱动采用自举电容供电，采用隔离电源供电可以提供更大的驱动电流，可以使nmos管开关速度更快，从而减少开关损耗，减少nmos管发热，提高nmos管的可靠性。
4、本发明采用自启动技术，使得在上电之初，采用一个损耗较大但结构简单的电源转换电路将输入高压直流电转换成低压直流电给低功率反激式dc-dc电源转换电路供电。当转换效率高、损耗小的反激式dc-dc电源电路正常工作后，采用该电路输出的低压直流电为自身供电，同时切断原来的高损耗电源转换电路供电。
5、本发明采用延迟驱动技术，使得在上电初期电压不稳定时，将给大功率dc-dc电源转换电路的pwm控制器供电电源切断，使得pwm控制器在这一阶段输出始终为0，关闭nmos管，防止产生错误驱动信号导致电源转换电路输出高压，损坏负载电路，使驱动电路在其供电电压稳定后方能正常工作，确保电路上电初期的可靠性。
附图说明
图1为本发明的电路系统结构框图；
图2为本发明实施例中的低功率反激式dc-dc电源转换电路的电路原理图；
图3为本发明实施例中的线性稳压电路的电路原理图；
图4为本发明实施例中的延迟驱动控制电路的电路原理图；
图5为本发明实施例中的功率级电路和隔离驱动电路的电路原理图；
图6为本发明实施例中的pwm控制电路的电路原理图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明做进一步的详细说明。
图1显示了本发明的结构框图，主要包括两个模块：大功率降压模块和芯片供电电压产生模块。其中大功率降压模块是本发明的核心模块，完成电路的主要功能：在高温环境下，将电压值为120v的输入直流电vcc120v(第一直流电压)转换成电压值为36v的输出直流电vcc36v(第五直流电压)。同时，vcc36v必须能够承载电流为3a的负载。芯片供电电压产生模块为大功率降压模块中各芯片提供供电电压，由于芯片本身耗电量低，因此该模块只需产生低功率电压输出。芯片供电电压产生模块利用系统输入高电压vcc120v(第一直流电压)作为输入，采用低功率反激式dc-dc电源转换电路产生上电时缓慢变化的两个电压输出vcc12v(第二直流电压)和vcc12viso(第三直流电压)。vcc12v和vcc12viso电压都为12v，但vcc12viso是隔离电源，即其相对应的地为隔离地。vcc12v(第二直流电压)进一步通过线性稳压电路转变成5v输出的vcc5v(第六直流电压)。vcc12v(第二直流电压)还通过延迟驱动控制电路产生一个延迟输出的电压vcc12v_dly(第四直流电压)。vcc12v_dly(第四直流电压)在上电结束且电压稳定后，电压值和vcc12v(第二直流电压)相同，均为12v，但是vcc12v_dly(第四直流电压)在上电过程中不存在如vcc12v一样从0v缓慢变化到12v的暂态过程，而是直接从0v阶跃到12v。
图1中的大功率降压模块将电压值为120v的高电压vcc120v经功率级电路转换成较低的电压36v，即vcc36v(第五直流电压)，同时输出3a的大电流，因此vcc36v(第五直流电压)是高功率输出。控制功率级电路的是一个占空比可调的pwm波，调节占空比即可产生电压不同的输出。为了减少功率级电路(主要由一个功率nmos管构成)的导通损耗，pwm波的电平必须超过输入电压vcc120v(第一直流电压)。该高电压pwm波的产生过程如下：pwm控制电路检测输出电压vcc36v(第五直流电压)，根据检测到的电压与预期电压的差值，由一个pwm控制器产生一个相应占空比的电平为5v的pwm波。该pwm控制器采用vcc12v_dly(第四直流电压)供电。由于vcc12v_dly(第四直流电压)在上电阶段直接从0v阶跃到12v，因此避免了由于供电电压处于0v到12v中间值时pwm控制器的软启动的非正常开启而带来的非正常输出。非正常输出的电压vcc36v(第五直流电压)可能摧毁其所带的负载。pwm控制器产生的电平为5v的pwm波通过一个隔离驱动，产生出电平为132v的占空比相同的pwm波。该隔离驱动的隔离端采用隔离电源vcc12viso(第三直流电压)供电，通过隔离地自举的方式，将隔离地抬高到vcc120v(第一直流电压)的电压120v，从而隔离驱动的输出相应抬高到132v。采用隔离驱动电路给功率级电路供电，可以在保证高输出驱动电压的同时，输出较大驱动电流，从而减小功率级开关状态转换时间，减小开关损耗，减少功率级发热，提高其耐温特性。
第二直流电压和第三直流电压为低功率输出，可以降低对反激式dc-dc电源转换电路的设计要求。在同时要求耐高温、高电压、大功率的情形下，元器件选型十分困难：有时市场上虽然有满足指标的元器件，但价格十分昂贵；有时甚至市场上根本不存在满足指标的元器件。通过适当降低某些设计指标可以扩大元器件选型范围。这一设计原则在以下模块的设计中同样适用。
所述低功率反激式dc-dc电源转换电路在上电之初采用自启动电路提供电源。待dc-dc电源转换电路正常工作，高效率、低损耗地输出第二直流电压后，该电路采用第二直流电压供电，切断自启动电路的供电。自启动电路由三个二极管和一个nmos管构成，本质上是一个低效率、高损耗的dc-dc转换电路，将输入的高压第一直流电压转换成能为反激式dc-dc电源转换电路中的pwm控制器供电的低压直流电源。在图2中，将输入的第一直流电压(vcc120v)转换成两个低压直流电vcc12v(第二直流电压)和vcc12viso(第三直流电压)。vcc12v(第二直流电压)和vcc12viso(第三直流电压)的电压值均为12v，但vcc12viso(第三直流电压)的地是隔离地gndiso，因此vcc12viso(第三直流电压)可以用作隔离电源。gndiso相比于地gnd可以任意抬高，从而导致vcc12viso(第三直流电压)可以相应抬高，这一性质可以用于后面的nmos高边驱动。vcc12v(第二直流电压)用于给电路各芯片(包括隔离驱动电路的输入部分)供电，vcc12viso(第三直流电压)用于给隔离驱动电路的隔离输出部分供电。由于各芯片耗电量不大，因此vcc12v(第二直流电压)和vcc12viso(第三直流电压)可以都是低功率电源。控制dc-dc电源转换电路主芯片的是一个电流模式的pwm控制器u1，工作电压vcc在8v-30v之间。由于该控制器工作电压不高，自身功率不大，只要求耐高温(150摄氏度)，因此在市场上有较多型号产品可以满足要求，例如uc2843aqd8rq1。
由于输入的第一直流电压(vcc120v)的电压远大于pwm控制器u1的额定供电电压，而上电之初，pwm控制器u1是第一个需要工作的芯片，否则无法产生其他芯片的供电电压vcc12v和vcc12viso。因此本发明设计了一个自启动电路，为pwm控制器在上电之初提供供电电压，如图2虚线框所示。其工作原理是：在上电之初，vcc12v电压为0v，nmos管m2关闭，r1和三个稳压二极管z1、z2、z3构成对vcc120v的分压电路。每个二极管的稳压值选择为6.2v，因此三个二极管串联产生的总电压值为18.6v，该电压为nmos管m1提供栅极电压偏置vg1，导致m1开启。m1开启后，电流从vcc120v流向电容c1为其充电，导致c1两端电压差上升，从而m1的源极电压vs1上升。vs1电压升高导致m1栅极和源极之间的电压差vgs1降低，从而流过m1的电流减小。当vgs1减小到m1的开启阈值vth(约为0.6v)时，流经m1的电流减小到0，停止对c1充电。此时c1上的电压为vg1-vth，即18v。由于c1为pwm控制器u1提供工作电压18v，因此u1开始正常工作，产生pwm波，控制dc-dc电源转换电路中的nmos管m3按一定时段开启或关闭，经变压器产生vcc12v和vcc12viso。当u1开始工作后，vcc12v电压逐渐升高，导致m2开启。m2开启后，很快处于线性工作区域，m2漏极和源极之间的压差vds2接近于0v。由于m2的漏极和m1的栅极相连，因此m1的栅极电压减小到约0v，m1关闭，不再为c1充电，从而完成了自启动电路的任务。此后，由已经稳定的vcc12v经二极管z4为u1供电。需要注意的是，自启动电路实际上是一个低效率、高损耗的dc-dc转换电路，将vcc120v转换成u1的工作电压。而反激式电路对vcc120v到vcc12v的转换则是高效率、低损耗的。
线性稳压电路将电压值高于数字电路芯片供电电压的第二直流电压转换为电压值较低的第六直流电压，用于给比较器、与门和其他数字电路芯片供电。在图3中，vcc12v(第二直流电压)经过一个线性稳压芯片u2，产生5v直流电为电路板上供电电压顺序发生器、比较器、与门这些5v逻辑芯片供电。
延迟驱动控制电路在第二直流电压上电稳定后经过延时，产生第四直流电压。第二直流电压在最初的上电过程中，会缓慢上升。如果将其直接用于为pwm控制器供电，会在其缓慢上升的阶段，使得pwm控制器的软启动机制不能正常工作，从而可能在最初的上电过程中导致大功率dc-dc电源转换电路的输出不正常，甚至烧毁其所负载的其他电路模块。由于第四直流电压是在第二直流电压上电稳定后，经延时产生的，因此其不存在缓慢上升的暂态过程，电压变化是阶跃的。将第四直流电压用于给大功率dc-dc电源转换电路的pwm控制器供电，可以在所有供电电压稳定后，方启动大功率dc-dc电源的转换机制，保证了输出电压的可靠性。
在上电之初，vcc12v(第二直流电压)的电压不稳定，为了产生一个稳定输出的电压，在图4中，我们利用一个供电电压顺序发生器u3，将vcc12v延迟输出。原理如下：供电顺序发生器采用vcc5v作为供电电压，同时将vcc5v通过电阻分压，所得电压连接到u3的触发电压setv端。上电之初，vcc5v从0v开始逐渐上升到5v，趋于稳定。setv的电压随vcc5v上升，当setv的电压超过触发点后，u3会在一定延时后，在gate端输出高电平(电压为5v)。在gate输出高电平之前，m5关闭，流经r9和r10的电流为0，从而r9两端的电压差，即m4的栅极和源极电压差vgs4为0，导致pmosm4关闭，vcc12v_dly输出为0。当gate输出高电平后，m5导通，有电流流经r9和r10，从而vgs4不为0，m4导通，vcc12v_dly的电压值等于vcc12v。vcc12v_dly在最初时为0v，经过一段时间延迟后，阶跃到稳定值12v，没有从0v到12v缓慢变化的过程。u3可以选用耐高温的供电电压顺序发生器，例如max6820ut。
pwm控制电路包括pwm控制器、比较器和与门。pwm控制器采用经延时产生的第四直流电压供电，在上电初期，由于第四直流电压输出为0v，pwm控制电路的输出也为0v，关闭功率级电路中的nmos管。在上电结束后，pwm控制电路接收功率级电路的输出，即第五直流电压，作为输入，将其分压后与pwm控制器内部的参考电压比较，根据二者的差值产生脉冲宽度可调的方波。由于pwm控制器一般控制的是p沟道pmos管(简称pmos)的开启，而在输入电压较高时，采用nmos作为开关管具有导通电阻低的优势。nmos和pmos的开关逻辑正好相反，因此采用比较器将pwm控制器的输出反相。比较器的正端接参考电压，负端接pwm控制器的输出(经电阻分压)，因此从逻辑上pwm控制器的输出和比较器的输出相位相反：当pwm控制器的输出为低时，比较器输出为高，反之亦然。为了防止在上电阶段，由于pwm控制器延迟输出导致的比较器高电平输出(可以导致nmos错误导通)，将比较器的输出与分压后的延迟电压(第四直流电压)通过与门相与，使得在上电阶段，控制模块的输出始终为0v，保证了大功率dc-dc电源转换电路输出电压的安全性。
图5中的电路是大功率dc-dc降压模块的隔离驱动电路和功率级电路。本发明的实施例选用导通电阻低的nmos管作为开关器件，而nmos管的漏极连接在高电压第一直流电上。根据nmos管的开关特性，nmos管的栅极电压必须高于其漏极电压，才能实现良好的导通性能，隔离驱动电路即实现这一功能。
功率级电路主要由晶体管m6构成，m6是一个功率nmos，通过控制m6的导通和关闭，m6的源极产生电平为vcc120v的pwm波。该pwm波通过l1、c12和z9的无功率损耗滤波后，在输出端产生稳定的36v输出vcc36v(第五直流电压)。vcc36v可以输出3a的电流，因此是大功率输出。根据nmos的特性，m6导通时，需要m6的栅极电压超过vcc120v，才能在m6的源极产生电平为vcc120v的pwm波。同时，为了减少m6的开关损耗，需要m6栅极电压呈阶跃变化，尽可能减少上升和下降时间，从而减少m6处在介于导通和关闭之间的中间状态的时间。为了减少m6栅极电压变化的时间，需要栅极电压的驱动级有足够大的驱动电流。
隔离驱动模块接收大功率dc-dc电源转换电路的控制模块输出的延迟驱动信号，即脉冲宽度经过调制的pwm波，将其转换为隔离的pwm波。隔离的pwm波与输入的pwm波相比，有两个区别：首先，隔离的pwm波的地是浮动的地，可以被抬高到很高的电压。这样，尽管隔离的pwm波输出信号两端的电压差并不大(这一点可以确保芯片的可靠性)，但是由于其中一端(浮地)的电压可以被抬到高压，另一端的电压在两端电压压差不变的情况下，也相应地被抬到了高压，因此可以用来驱动高电压dc-dc转换情形下的nmos管；其次：隔离的pwm输出电压两端的压差相对于输入压差提高了，这是因为该输出压差被接到nmos管的栅极和源极两端，为了保证nmos管导通时导通电阻足够小(从而导通损耗小，转换效率高)，需要栅极和源极之间的压差足够大。
隔离的pwm波控制nmos管(功率级电路)的开启和关断，按开关电源的公知原理，将高电压直流输入斩波为脉冲宽度可调的方波，经电感、电容、二极管滤波后，变为高功率的低电压直流输出。按照高温、高电压、和大电流的额定值要求，选择nmos管和电感，可以使系统达到耐高温、高电压和大功率的目的。在整个系统中，仅nmos管、电容、电感、二极管等简单元器件需要满足高电压、大功率要求，其他集成电路芯片仅需满足耐高温要求，降低了对集成电路芯片的耐压值和功率值要求，因此降低了芯片选型的难度，提高了系统整体的可靠性。
隔离驱动电路的隔离端采用所述低功率反激式dc-dc电源转换电路产生的第三直流电作为隔离电源。相比于公知的采用自举电容作为自举端供电电源的方案，本方案能够在打开nmos管时，提供更大更稳定的驱动电流，从而减少nmos管处于开关中间状态(处于饱和区)的时间，减少其开关损耗，提高nmos管的可靠性。
本发明的实施例中采用隔离驱动芯片u4实现隔离驱动。该隔离驱动芯片的隔离端利用前述反激式电路产生的隔离电源vcc12viso作为供电电源，其隔离地与nmos管m6(功率级电路)的源极相连。当m6的源极电压升高到120v时，vcc12viso(第三直流电压)相应升高到12v+120v，即132v。隔离电源相比于公知的高边驱动电路中的自举电容能够提供更大的输出电流，因此可以减少m6栅极电压的变化时间，从而减少开关损耗。
u4的输入端(非隔离端)采用vcc5v作为供电电压。u4的信号输入是经反馈电路中的pwm控制器产生的电平为5v的pwm波(后面叙述)。u4的输出(vo+，vo-)是将该pwm波进行电平转换后的pwm波。当u4输出的pwm波电平为低时，m6关闭，z9导通，隔离地gndiso的电压为0v，vo+和vo-的输出电压也为0v。当u4输出的pwm波电平为高时，m6导通，z9不导通，m6的源极电压(与gndiso的电压相同)等于m6的漏极电压120v，因此隔离地gndiso的电压等于120v，vcc12viso的电压等于132v，从而vo+和vo-的输出也等于132v。该输出电压通过一个防栅极电压振荡的小电阻r14后，驱动m4导通。由于nmosm6的栅极电压132v超过其漏极电压120v，m6的源极电压升高的最大值不受栅极电压的限制，将最终达到m6的漏极电压120v。由于m6导通时，其栅极电压与源极电压之差vgs6始终保持一个较大值12v，因此m6的导通电阻很小，从而减少其导通损耗。u4可以选用si8271bb。
图6显示一个pwm控制电路，输入信号是系统的输出vcc36v(第五直流电压)，输出是占空比可调的pwm波pwmout。pwmout用于控制图5中nmos管m6的开启和关闭。当vcc36v电压升高时，pwmout占空比减小，m6关闭的时间增多，从而导致vcc36v减小，反之亦然，完成对vcc36v的闭环控制，使vcc36v能够稳定在36v。图6所示反馈电路的工作原理是：输入信号vcc36v连接在一个pwm控制器u5的输入上，在pwm控制器的输出端gdrv产生一个占空比可调的pwm波。由于市场上大多数pwm控制器是用于控制pmos的，因此选择使用面向pmos的pwm控制器u5可以有更大的选择范围，以满足耐高温等高可靠性要求。但是，本发明采用的是导通电阻更小、更适合采用隔离驱动的nmos(m6)作为功率级的mos管，因此面向pmos的pwm控制器u5产生的pwm波极性正好与需求的相反，即当输入信号vcc36v电压升高时，面向pmos的pwm控制器产生的pwm波占空比增加(控制nmos需要pwm占空比减小)，而当输入信号vcc36v电压减小时，面向pmos的pwm控制器u5产生的pwm波占空比减小(控制nmos需要pwm占空比增加)。因此需要将该面向pmos的pwm控制器u5输出信号反相。
u5可以有很大的选择范围，例如tps40200。u5采用vcc12v_dly供电，因此在其输出端gdrv输出的pwm波电平为12v。采用vcc12v_dly而不是vcc12v给u5供电的原因是：上电之初，vcc12v存在从0v到12v缓慢变化的暂态过程，在vcc12v尚未升到12v但已超过u5的工作电压时，u5的软启动(softstart)开始，甚至有可能在vcc12v尚未升到12v之前，软启动已经完成。而通常设定软启动时间指的是u5工作电压稳定后的时间到u5开始输出pwm波之间的时间差。为了保证软启动功能的正常完成，采用vcc12v_dly给u5供电。vcc12v_dly在系统上电时，从0v阶跃到12v，不存在0v到12v缓慢变化的暂态过程，因此其软启动只可能是当u5的供电电压稳定后(即vcc12v_dly到达12v后)才开始。
为了和后面的5v电平数字逻辑电路相匹配，在本发明中，u5的输出端gdrv连接在两个电阻串联形成的分压网络上，从而使得pwm波的电平降压到5v。按前面的叙述，为了控制nmos管m6的开启和关闭，还需要将该pwm波反相。具体做法是将该pwm波连在一个比较器u6的负端输入(in-)上，u6的的正端输入(in+)连在vcc5v经电阻分压得到的电压(例如2.5v)。u6的供电电压为vcc5v。当in-小于in+时，u6输出为5v；当in-大于in+时，u6输出为0v。因此，u6的输出正好与其负端输入in-，即pwm控制器产生的pwm波极性相反。跨接在u6in+和out之间的电阻r23将该比较器变作一个有迟滞效应的比较器，抗噪声干扰。
为了防止在上电之初vcc5v从0逐渐上升到5v的暂态过程中，比较器u6产生的错误结果影响nmos管m6的正常开启和关闭(错误开启m6将导致输出电压超过36v，摧毁输出电压上所接的负载芯片)，将u6的输出与vcc12v的延迟版vcc12v_dly分压后经与门u7逻辑相与。这样，在暂态过程中，vcc12v_dly始终为0v，与比较器输出相与后，输出为0v，关闭nmos管，使vcc36v在vcc5v和vcc12v分别稳定在5v和12v之前，输出为安全电压0v。