电机驱动装置和电机系统的制作方法

2017年6月28日提交的第2017-126500号日本专利申请的包括说明书、附图和摘要的公开内容作为整体通过引用合并于此。

本公开涉及电机驱动装置和电机系统，并且涉及例如在使电机的旋转停止时的制动技术。

背景技术：

日本未审查专利申请公开第2004-297904号公开了一种直流电机驱动系统，该直流电机驱动系统可以在不使用分流电阻器的情况下检测流过线圈的电流。具体地，以与低侧相位的输出mos晶体管对应的方式设置有用于电流检测的mos晶体管。每个相位的用于电流检测的mos晶体管的源极和栅极分别耦合到对应相位的输出mos晶体管的源极和栅极。

日本未审查专利申请公开第2017-85799号公开了一种使用正弦波驱动三相电机的电机驱动装置。在该电机驱动装置中，将正弦波的一个周期(360度的电角度)划分成60度的时段，在每个时段中，将三个相位中的一个相位的端子电压固定为电源电压或接地电源电压，并且剩余两个相位的端子电压由pwm信号控制。

技术实现要素：

例如，在诸如硬盘驱动器(在本说明书中被称为hdd)的电机系统中，根据大容量和加速度，要求实现电机旋转的加速并且提高效率(即，减少功率损耗)。对于这些要求，有利的是减小用于驱动电机的驱动晶体管的导通电阻或电机的线圈电阻、或者增大转矩常数。

在诸如电源中断之类的紧急情况下，需要安全并且快速地停止电机。作为用于停止电机的系统的已知系统是短路制动器，该短路制动器将电源电压侧的驱动晶体管(在本说明书中被称为高侧晶体管)控制为处于断开状态，并且将接地电源电压侧的驱动晶体管(在本说明书中被称为低侧晶体管)控制为处于导通状态。通过执行短路制动，制动电流在低侧晶体管与电机之间流动。因此，电机的反电动势电压被消耗，由此使得能够快速地停止电机。

然而，如所述的，随着驱动晶体管的导通电阻或电机的线圈电阻减小，或者随着反向电动势电压由于转矩常数的增大而增大，短路制动时的制动电流增加。结果，例如，驱动晶体管的操作点偏离aso(安全操作区域)，包括最大额定电流、最大额定电压和最大温度，由此不合期望地降低安全性。

为了解决上述问题，已经做出了稍后将描述的优选实施例，根据该说明书和附图的描述，任何其它目的和新特征将变得明显。

根据一个实施例，提供了一种驱动外部地设置的三相电机的电机驱动装置。该装置包括三相驱动器、三相电流感测电路、三相感测相位控制电路和pwm调制电路，其中，三相驱动器包括三相高侧晶体管和三相低侧晶体管，pwm调制电路控制三相驱动器和三相电流感测电路。三相电流感测电路中的每个包括第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管，其中，第一晶体管耦合在对应相位的电机驱动节点与电流检测节点之间，第二晶体管耦合在电流检测节点与低电势侧电源电压之间并且被固定成为导通状态，第三晶体管耦合在电流检测节点与低电势侧电源电压之间。在用于使制动电流流过三相驱动器的第一操作模式下，三相感测相位控制电路控制其中制动电流在从电机驱动节点到低电势侧电源电压的方向(第一方向)上流动的相位的第一晶体管成为导通状态，并且控制其中制动电流在相反方向上流动的相位的第一晶体管成为断开状态。在第一操作模式下，pwm调制电路控制三相低侧晶体管全部成为导通状态，并且在制动电流在一个相位中沿第一方向流动的时段中仅控制这一个相位的第三晶体管成为导通状态，并且在制动电流在两个相位中沿第一方向流动的时段中控制三个相位的三个晶体管全部成为断开状态。

根据这一个实施例，可以检测短路制动时的制动电流。

附图说明

图1是示出根据本发明的第一实施例的电机系统的示意性配置示例的功能框图。

图2是示出根据本发明的第一实施例的电机驱动装置中的spm驱动器和电流感测电路周边的配置示例的电路框图。

图3是示出图2中的电流感测电路周边的具体配置示例的电路图。

图4是示出当在图2和图3中在制动模式下执行电流感测时的操作示例的波形图。

图5是示出根据本发明的第一实施例的电机驱动装置的主要部分的配置示例的框图。

图6是用于说明图5中在制动模式下的pwm控制的操作示例的图。

图7是示出图2中的预驱动器电路的具体配置示例的电路图。

图8是示出根据本发明的第二实施例的电机驱动装置中的电流感测电路周边的具体配置示例的电路图。

图9是示出当在图8中在电机驱动模式下执行电流感测时的操作示例的波形图。

图10是示出当在图8中在制动模式下执行电流感测时的操作示例的波形图。

图11是示出根据本发明的第三实施例的电机驱动装置的主要部分的配置示例的功能框图。

图12是示出图11中的温度监测电路的示意性配置示例的模式图。

图13是示出根据本发明的第四实施例的电机驱动装置的主要部分的配置示例的功能框图。

图14是示出作为本发明的比较示例的电机驱动装置的主要部分的配置示例的功能框图。

图15是示出图14中的spm驱动器和电流感测电路周边的配置示例的电路框图。

图16是示出当在图14和图15的电机驱动装置中进行短路制动时的操作示例的说明图。

图17是示出图15中的电流感测电路周边的具体配置示例的电路图。

图18是示出当在图17中在正常电机驱动时执行电流感测时的操作示例的波形图。

图19是示出当在图17中在正常电机驱动时执行电流感测时的另一操作示例的波形图。

图20a是示出当在图18中进行电流感测时的操作状态的补充图，以及图20b是示出当在图19中进行电流感测时的操作状态的补充图。

具体实施方式

在下面的优选实施例中，为了方便起见，如果需要，将描述划分的多个部分或优选实施方式，然而，除非另有说明，否则它们不是相互无关的，而是一个与其他的一部分或全部处于变型、详细说明、补充说明的关系。在下面的优选实施例中，在提及要素数目(包括数量、数值、量、范围)的情况下，除非另有说明并且除非原理上明确限制，否则本发明不限于指定的数目，并且可以使用超过或低于指定数目的数目。

另外，在下面的优选实施例中，除非另有说明并且除非认为他们在原理上显然是需要的，否则构成要素(包括要素步骤)不一定是必不可少的。类似地，在下面的优选实施例中，在提及构成要素或位置关系的形式时，除非另有说明并且除非认为他们在原理上显然是不需要的，否则他们旨在包括基本上与所述形式近似或类似的那些形式等。前述的数值和范围也是如此。

尽管没有做出特别限制，但是使用诸如公知的cmos(互补mos晶体管)之类的集成电路技术，将优选实施例的每个功能块中所包括的电路元件形成在半导体衬底(例如单晶硅)上。在该说明书中，将n沟道型mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管)称为nmos晶体管，而将p沟道型mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管)称为pmos晶体管。

现在将基于图示对本发明的优选实施例进行具体描述。在以下用于说明优选实施例的附图中，相同的构成元素由相同的附图标记来标识，并且因此可以根据需要不会重复地描述。

第一实施例

<电机系统的概要>

图1是示出根据本发明的第一实施例的电机系统的示意性配置示例的功能框图。图1示出作为电机系统的示例的硬盘驱动器(在该说明书中被称为hdd)的配置示例。图1中的hdd包括hdd控制器hddct、高速缓冲存储器cmem、读取/写入装置rwic、电机驱动装置mdic和磁盘机构dskm。hdd控制器hddct配置有包括例如处理器的片上系统(soc)。高速缓冲存储器cmem和读取/写入装置rwic例如配置有不同的半导体芯片。

磁盘机构包括磁盘(在这种情况下为硬盘)dsk、三相主轴电机(以下被称为电机)spm、磁头hd、臂机构am、音圈电机vcm和斜坡(ramp)机构rmp。电机spm旋转地驱动磁盘dsk。音圈电机vcm通过臂机构am控制磁头hd在磁盘dsk的径向方向上的位置。磁头hd在由音圈电机vcm确定的预定位置处，从磁盘dsk读取数据或将数据写入到磁盘dsk上。斜坡机构rmp是当不执行数据的读取和写入时用于磁头hd的收回区域。

电机驱动装置mdic例如配置有一个半导体芯片。电机驱动装置mdic包括数字/模拟转换器dac和vcm驱动器vcmdv，以驱动音圈电机vcm。电机驱动装置mdic包括spm控制电路spmct、spm驱动器spmdv、电流感测电路单元idetu、感测放大器电路sa、模拟/数字转换器adc和反电动势电压(在该说明书中被称为bemf)检测电路bfdet，以驱动电机spm。

另外，电机驱动装置mdic包括电源监测电路vmn、电源开关psw、串行接口和寄存器电路sifreg、以及后控制电路pct，作为电机spm和音圈电机vcm的公用电路。电源开关psw在导电状态下将外部电源电压vin连接到内部电源电压(高电势侧电源电压)vpwr，并且在绝缘状态下将内部电源电压vpwr与外部电源电压vin断开连接。电机驱动装置mdic中的每个电路根据内部电源电压vpwr进行操作。

电源监测电路vmn监测外部电源电压vin，并且当外部电源电压vin的电源中断被检测到时输出复位信号npor。根据该复位信号npor将电源开关psw从导电状态控制为绝缘状态。串行接口和寄存器电路sifreg根据外部输入来设定电机spr或音圈电机vcm的驱动条件。根据来自电源监测电路vmn的复位信号npor，后控制电路pct控制在电源中断时所需要的各种序列，诸如磁头hd的收回或电机spm的短路制动。

读取/写入装置rwic驱动磁头hd以控制磁头hd执行数据的读取/写入。hdd控制器hddct控制整个hdd装置。hdd控制器hddct例如与电机驱动装置mdic的串行接口和寄存器单元sifreg进行通信，由此向电机驱动装置mdic指示关于电机spm或音圈电机vcm的驱动条件。例如，hdd控制器hddct指示读取/写入装置rwic执行数据的读取/写入。此时，根据给予读取/写入装置rwic的指令写入的数据或从磁头hd读取到读取/写入装置rwic的数据被保持在高速缓冲存储器cmem中。

现在将简要描述该hdd的操作。当从hdd控制器hddct接收到电机spm的激活指令时，电机驱动装置mdic使用由spm控制电路spmct生成的pwm(脉宽调制)信号，通过spm驱动器spmdv驱动电机spm。此时，电流感测电路单元idetu检测流过spm驱动器spmdv(即，还有电机spm)的驱动电流。检测到的驱动电流被感测放大器电路sa放大，并且被模拟/数字转换器adc转换成数字值。spm控制电路spmct生成用于减小驱动电流的电流检测值(数字值)与作为驱动电流的目标值的电流指令值之间的误差的pwm信号。例如，通过hdd控制器hddct指示电流指令值。

bemf检测电路bfdet检测电机spm的反电动势电压(bemf)，由此检测电机spm的旋转位置。spm控制电路spmct在对应于该电机spm的旋转位置的适当定时，向spm驱动器spmdv输出用于将电机spm的驱动电流的值近似为电流指令值的pwm信号。结果，电机spm(即，磁盘dsk)被控制成为额定旋转状态。在电机spm达到额定旋转状态后，vcm驱动器vcmdv控制磁头hd移动到磁盘dsk上。然后，磁头hd在磁盘dsk上读取和写入数据。

在外部电源电压vin的电力中断时，电源监测电路vmn输出复位信号npor。响应于此，hdd控制器hddct、读取/写入装置rwic和高速缓冲存储器cmem被复位。此外，如上所述，因为电源开关psw被控制为处于绝缘状态，所以可以通过电机spm的旋转能量来保持内部电源电压vpwr。后控制电路pct通过数字/模拟转换器dac向vcm驱动器vcmdv指示电流值。然后，vcm驱动器vcmdv使用所指示的电流值来驱动音圈电机vcm。结果，后控制电路pct控制磁头hd被收回到斜坡机构rmp。

在完成磁头hd的收回之后，后控制电路pct指示spm控制电路spmct停止电机spm(即，执行短路制动)。此时，如上所述，随着spm驱动器spmdv中的每个驱动晶体管的导通电阻减小，随着电机spm的线圈电阻减小，或者随着反电动势电压(bemf)的幅度增加，流过驱动晶体管(即，还有电机spm)的制动电流趋向于增加。结果，例如，驱动晶体管的操作点偏离安全操作区域(aso)，从而非常地降低了安全性。所以，如稍后将要描述的那样，有利的是使用根据第一实施例的电机驱动装置。

<电机驱动装置(比较例)的示意性配置和示意性操作>

在描述第一实施例的电机驱动装置之前，现在将描述已经被作为比较例研究过的电机驱动装置。图14是示出作为本发明的比较例的电机驱动装置的主要部分的配置示例的功能框图。图15是示出图14中的spm驱动器和电流感测电路周边的配置示例的电路框图。图14示出了在图1的电机驱动装置mdic中不包括vcm驱动器vcmdv和数字/模拟转换器dac的电路。它还示出了设置在电机驱动装置mdi外部的电流检测电阻器rnf和电机spm。

在图15中，spm驱动器spmdv包括三相驱动器，诸如u相位驱动器dvu、v相位驱动器dvv和w相位驱动器dvw。三相驱动器(dvu、dvv和dvw)包括三相高侧晶体管m0u、m0v和m0w以及三相低侧晶体管m1u、m1v和m1w。三相高侧晶体管m0u、m0v和m0w分别耦合在内部电源电压(高电势侧电源电压)vpwr与三相电机驱动节点nu、nv和nw之间。三相低侧晶体管m1u、m1v和m1w耦合在接地电源电压(低电势侧电源电压)gnd与三相电机驱动节点nu、nv和nw之间。高侧晶体管m0u、m0v和m0w以及低侧晶体管m1u、m1v和m1w中的每个例如是nmos晶体管。

u相位驱动器dvu、v相位驱动器dvv和w相位驱动器dvw分别包括u相位预驱动器pdvu、v相位预驱动器pdvv和w相位预驱动器pdvw。根据来自pwm转换电路pwmmd’的u相位pwm导通信号pwmonu，u相位预驱动器pdvu使用pwm信号互补地驱动高侧晶体管m0u和低侧晶体管m1u。根据来自pwm转换电路pwmmd’的u相位高阻抗信号hizu，u相位预驱动器pdvu驱动高侧晶体管m0u和低侧晶体管m1u成为断开状态，并且控制电机驱动节点nu处于高阻抗状态。在检测例如u相位bemf时使用高阻抗信号hizu。

类似地，根据来自pwm调制电路pwmmd’的v相位pwm导通信号pwmonv和v相位高阻信号hizv，v相位预驱动器pdvv适当地控制高侧晶体管m0v和低侧晶体管m1v。根据来自pwm调制电路pwmmd’的w相位pwm导通信号pwmonw和w相位高阻抗信号hizw，w相位预驱动器pdvw也适当地控制高侧晶体管m0w和低侧晶体管m1w。

三相驱动器(dvu、dvv、dvw)分别根据相位pwm导通信号pwmon(u、v和w)，生成用于电机驱动节点nu、nv和nw的三相输出信号outu、outv和outw。三相输出信号outu、outv和outw在短时间段内是pwm信号，但是在平均时间内是三相正弦波电压。

电流感测电路单元idetu’包括三相电流感测电路和感测电流生成电路idett。三相电流感测电路包括u相位电流感测电路idet’u、v相位电流感测电路idet’v和w相位电流感测电路idet’w。对三相电流感测电路idet’u、idet’v和idet’w的输入是三相输出信号outu、outv和outw、三相低侧晶体管m1u、m1v和m1w的栅极控制信号(即，pwm信号)ul、vl和wl、以及来自pwm调制电路pwmmd’的感测电压控制信号u1ph、v1ph和w1ph。

三相电流感测电路idet’u、idet’v、idet’w检测流过三相低侧晶体管m1u、m1v、m1w的电流的大小，并且向电流检测节点nsens输出电流检测结果(具体地，与检测到的电流成比例的感测电压vsens)。电流检测节点nsens通常对于三个相位共同地设置。感测电流生成电路idett生成与感测电压vsens成比例的感测电流isens。

在图14中，如图1中所描述的，电源开关psw包括用于隔离的晶体管miso及其驱动器，并且在导电状态下将外部电源电压vin连接到内部电源电压(高电势侧电源电压)vpwr。如图15中所描述的，spm驱动器spmdv被供应有内部电源电压vpwr，并且使用三相正弦波电压来驱动电机spm。如图15中所描述的，电流感测电路单元idetu’检测流过三相低侧晶体管m1u、m1v和m1w的电流，由此检测流过电机spm的三相驱动电流。

在图14的电机驱动装置示意性地使用三相正弦波电压来驱动电机spm的同时，电机驱动装置使用电流控制回路对三相正弦波电压执行反馈控制，使得流过电机spm的三相驱动电流(正弦波电流)具有预设值。此时，尽管不同的方法被应用于检测驱动电流，但是可以使用与例如日本未审查专利申请公开第2017-85799号中的方法相同的方法作为用于反馈控制的基本方法。以下将简要描述用于反馈控制的基本方法。

电流检测电阻器rnf将来自感测电流生成电路idett的感测电流isens转换成为电压。感测放大器电路sa放大电流检测电阻器rnf的两端电压，并且模拟/数字转换器adc将放大的电压转换成为数字值adco。

电流误差检测电路cerdet’使用减法器sb1来检测电流指令值spncr与来自模拟/数字转换器adc的数字值(即，每个相位的驱动电流的电流检测值)adco之间的误差。电流指令值spncr被保持在参数设定寄存器preg中。具体地，图1中的hdd控制器hddct接收电机spm的角频率(例如，来自pll控制电路pllct的旋转周期计数值ncnt)的信息，根据预定的计算来计算用于将角频率设定为目标角频率的电流指令值(换句话说，转矩值)spncr，并且将其设定到参数设定寄存器preg中。

pi补偿器picp包括积分器int，并且使用由电流误差检测电路cerdet’检测到的误差值作为输入来执行比例(p)/积分(i)控制，由此计算反映电流误差的pwm占空比值pwmd。pi补偿器picp将该pwm占空比值pwmd乘以用于正常使用的pwm周期计数数量pcnt_n，从而计算pwm导通计数数量。

此时，参数设定寄存器preg保持用于正常使用的pwm周期计数数量pcnt_n和用于在pi控制中正常使用的各种控制增益(在这种情况下为比例增益kcp_n和积分增益kci_n)。pwm周期计数数量pcnt_n是通过将pwm信号的一个周期的时间转换为数字控制的参考时钟的计数值而获得的数量。pwm导通计数数量是通过将pwm信号的一个周期的导通时段转换为计数值而获得的数量。

正弦波驱动电压控制单元sinct接收来自pi补偿器picp的pwm导通计数数量，并且生成与每个pwm周期相关联的占空比指令值pwmp和softp。占空比指令值pwmp和softp是用于将三相正弦波电压施加于电机spm并且根据pwm导通计数值确定正弦波电压的幅度的指令值。

具体地，正弦波驱动电压控制单元sinct将正弦波的一个周期(360度的电角度)划分成60度的时段，在每个时段中将三相电机驱动节点nu、nv和nw的一个相位固定为内部电源电压vpwr或接地电源电压gnd，并且使用pwm信号来控制剩余的两个相位。预先通过pwm模式生成单元ppg和soft模式(sp1和sp2)生成单元spg的每个归一化表格来指定剩余的两个相位所需要的pwm模式(即，占空比在60度的时段的每个pwm周期中如何改变)。pwm模式生成单元ppg和soft模式生成单元spg基于pwm导通计数值对归一化表格的值进行加权，从而生成占空比指令值pwmp和softp。

如图15中所示，pwm调制电路pwmmd’控制spm驱动器spmdv和电流感测电路单元idetu’。具体地，pwm调制电路pwmmd’在60度的每个时段中将一个相位(例如，u相位)的高侧晶体管或低侧晶体管固定为导通，由此将具有一个相位的电机驱动节点(nu)固定为内部电源电压vpwr或接地电源电压gnd。pwm调制电路pwmmd’分别基于占空比指令值pwmp和softp生成剩余的两个相位(v相位和w相位)的pwm导通信号(pwmonv和pwmonw)。

bemf检测电路bfdet检测电机spm中的每个相位的bemf相位。具体地，bemf检测电路bfdet基于相位选择信号sel来选择输出信号outu、outv和outw中的一个相位，根据采样信号bsh对该输出信号进行采样，并且同时检测输出信号的电压过零点(超过幅度的中间水平的定时)。相位误差检测电路phed检测电压过零点的定时与来自pll控制电路pllct的通电定时信号之间的相位误差。pll控制电路pllct控制其自己的定时，使得相位误差接近于零，由此生成与bemf相位(即，电机spm的旋转周期)同步的通电定时信号。pll控制电路pllct基于通电定时信号生成旋转周期计数值ncnt。旋转周期计数值ncnt是通过将与bemf的一个周期成比例的时间转换为数字控制的参考时钟的计数值而获得的，并且与电机spm的角频率(ω)成反比。

pwm调制电路pwmmd’基于来自pll控制电路pllct的通电定时信号设定上述60度的时段。pwm调制电路pwmmd’生成用于上述bemf检测电路bfdet的相位选择信号sel和采样信号bsh。具体地，为了检测bemf相位，pwm调制电路pwmmd’适当地在预定的屏蔽时段内控制任一个相位的电机驱动节点处于高阻抗状态，并且输出该相位的信息作为相位选择信号sel。该屏蔽时段例如是基于通电定时信号预计包括电压过零点的大约15度电角度的时段。采样信号bsh是在用于检测bemf相位的定时(即，两个相位中的一个相位的高侧晶体管和另一个相位的低侧晶体管都导通的定时)生成的。

基于来自pwm调制电路pwmmd’的相位选择信号sel、低侧晶体管m1u、m1v、m1w的栅极控制信号ul、vl和wl、以及输出信号outu、outv、outw，电流相位检测电路iphd检测基于相位选择信号sel的选择相位的驱动电流相位θi。可以在选择相位的输出信号(outu)基于pwm控制而转变的时段中，根据选择相位的低侧晶体管(m1u)是处于断开状态还是导通状态来区分选择相位(例如，u相位)的驱动电流是在源方向(正方向)还是吸收方向(负方向)上。源方向是从内部电源电压(高电势侧电源电压)vpwr到电机驱动节点的方向，而吸收方向是从电机驱动节点到接地电源电压(低电势侧电源电压)gnd的方向。在该说明书中，源方向上的驱动电流(正电流)被称为源电流，而吸收方向上的驱动电流(负电流)被称为吸收电流。

基于该原理，电流相位检测电路iphd在选择相位的输出信号(例如，outu)转变的时段中依次判断栅极控制信号(ul)是否等于或大于阈值电压。电流相位检测电路iphd检测等于或大于阈值电压的pwm周期改变为低于阈值电压的pwm周期的时间点(或者沿相反方向发生改变的时间点)。也就是说，电流相位检测电路iphd检测源电流和吸收电流中的一个改变为另一个的时间点(电流过零点)作为驱动电流相位θi。例如，在与检测到上述bemf相位的屏蔽时段相距180度的时段内，通过提供与屏蔽时段相同的大约15度的监测时段来执行该驱动电流相位θi的检测。

驱动电压相位生成电路dvphg包括驱动电压相位计算和校正电路phct、以及峰值保持电路pkhd。在对电机驱动节点nu、nv、nw施加驱动电压时，设定驱动电压相位θdrvr，使得由电流相位检测电路iphd检测到的驱动电流相位θi与bemf相位一致。在电机spm中，通常为了使bemf相位与驱动电流相位一致，需要进行控制(被称为提前角控制)，以在比bemf相位提前了驱动电压相位θdrvr的相位中将驱动电压施加到电机spm。

峰值保持电路pkhd接收来自模拟/数字转换器adc的数字值adco，并且将预定相位的电流的峰值保持为驱动电流值ispnout。驱动电压相位计算和校正电路phct使用旋转周期计数值ncnt、驱动电流值ispnout和保持在参数设定寄存器preg中的预定系数k1和k2，根据计算等式来计算驱动电压相位(被称为θdrv)。

预定系数k1和k2是基于电机的特性常数而设定的。然而，预定系数k1和k2可能会根据制造变化或环境改变而不合期望地改变。因此，驱动电压相位计算和校正电路phct基于驱动电流相位θi校正计算出的驱动电压相位(θdrv)作为实际检测结果，从而生成最终驱动电压相位θdrvr。此时，驱动电压相位计算和校正电路phct对bemf相位与驱动电流相位θi之间的误差进行积分，并且将该积分结果与驱动电压相位(θdrv)相加，以执行校正。

在对误差进行积分时，使用由参数设定寄存器preg保持的系数kvi和kadj。系数kvi是用于使驱动电流相位θi的变化的灵敏度与驱动电压相位(θdrv)的变化的灵敏度一致的值，而系数kadj是控制增益的值。正弦波驱动电压控制单元sinct基于驱动电压相位θdrvr将pwm模式和soft模式转变电角度，并且基于转变的模式生成占空比指令值pwmp和softp。

如上所述，pwm调制电路pwmmd’对于每个60度执行切换，并且同时向pwm驱动器spmdv输出pwm导通信号。因为电机spm的驱动电流具有正弦波形状，所以由电流检测电阻器rnf检测到的电流具有包括正弦波的峰值的60度的重复周期。电流误差检测电路cerdet’包括指令电流校正电路crntcp，该指令电流校正电路crntcp生成再现该正弦波形状的数字模式。

电流误差检测电路cerdet’将上述电流指令值spncr乘以来自指令电流校正电路crntcp的数字模式，并且将相乘结果输出到减法器sb1以代替电流指令值spncr。指令电流校正电路crntcp在正弦波形状的峰值定时输出触发信号upadc，并且峰值保持电路pkhd根据触发信号upadc锁存数字值adco。

如图1中所描述的，电源监测电路vmn监测外部电源电压vin，并且当外部电源电压vin的电力中断被检测到时(即，当外部电源电压vin低于预定的判断电压时)，输出复位信号npor。根据复位信号npor，电源开关psw将内部电源电压vpwr从外部电源电压vin断开连接。结果，内部电源电压vpwr由电机spm的再生能量维持。后控制电路pct根据复位信号npor控制磁头hd被收回，并且在收回完成时输出制动导通信号brkon。根据制动导通信号brkon，pwm调制电路pwmmd’将全部低侧晶体管m1u、m1v和m1w控制为导通，并且将全部高侧晶体管m0u、m0v和m0w控制为断开，从而执行短路制动以停止电机spm。

图16是示出在图14和图15的电机驱动装置中进行短路制动时的操作示例的说明图。在图16中，电机spm可以等效地由三相线圈lu、lv和lw、以及基于bemf的三相交流电压源vbfu、vbfv和vbfw来表示。通过执行短路制动，如图16中所示，制动电流ibrk沿着通过电机与低侧晶体管m1u、m1v和m1w之间的接地电源电压gnd的路径流动。因此，bemf被消耗，并且电机可以快速地停止。在图16的示例中，假设电机驱动节点nu具有正电压，并且电机驱动节点nv和nw具有负电压。在这种情况下，来自u相位的制动电流ibrk流入到v相位和w相位中。

<电流感测电路周边(比较例)的具体配置>

图17是示出图15中的电流感测电路周边的具体配置示例的电路图。在图17中，u相位高侧预驱动器pdvuh和u相位低侧预驱动器pdvu1被包括在图15的u相位预驱动器phvu中。当供应接地电源电压gnd和电源电压vcc时，u相位低侧预驱动器pdvu1根据u相位低侧导通信号ulon将低侧晶体管m1u控制为处于导通状态。当供应输出信号outu的电压和具有通过使用电源电压vcc对电压进行升压而获得的电压的电源电压vcp时，u相位高侧预驱动器pdvuh根据u相位高侧导通信号uhon将高侧晶体管m0u控制为处于导通状态。虽然没有给出图示，但是v相位和w相位具有相同的配置。

u相位电流感测电路idet’包括三个用于感测的晶体管m1su、m2su和m3su。用于感测的晶体管m1su、m2su和m3su中的每个配置有驱动晶体管和相同类型的元件(在这种情况下为nmos晶体管)，并且被配置为具有驱动晶体管(例如，m1u)的数千分之一的晶体管尺寸。例如，低侧晶体管m1u配置有彼此并联耦合的多个晶体管单元。用于感测的晶体管m1su、m1su和m3su中的每个被配置为使得晶体管单元的一部分被转用(divert)。

用于感测的晶体管m1su耦合在u相位电机驱动节点nu与三个相位共用的电流检测节点nsens之间。向晶体管m1su输入与低侧晶体管m1u相同的栅极控制信号ul。用于感测的晶体管m2su耦合在电流检测节点nsens与接地电源电压gnd之间，并且当向栅极施加预定的电源电压vcc时，晶体管m2su被固定为导通状态。用于感测的晶体管m3su耦合在电流检测节点nsens与接地电源电压gnd之间，并且根据感测电压控制信号u1ph将晶体管m3su控制为导通/断开。

类似地，v相位电流感测电路idet’包括三个用于感测的晶体管m1sv、m2sv、m3sv。用于感测的晶体管m1sv耦合在v相位电机驱动节点nv与电流检测节点nsens之间。向晶体管m1sv输入与低侧晶体管m1v相同的栅极控制信号vl。用于感测的晶体管m2sv耦合在电流检测节点nsens与接地电源电压gnd之间，并且被固定为导通状态。用于感测的晶体管m3sv耦合在电流检测节点nsens与接地电源电压gnd之间，并且根据感测电压控制信号v1ph将晶体管m3sv控制为导通/断开。类似地，对于w相位，w相位电流感测电路idet’w包括用于感测的晶体管m1sw、用于感测的晶体管m2sw和用于感测的晶体管m3sw，其中，向用于感测的晶体管m1sw输入栅极控制信号wl，用于感测的晶体管m2sw被固定为导通状态，以及向用于感测的晶体管m3sw输入感测电压控制信号w1ph。

当使用三相正弦波电压来驱动电机spm时，360度的电角度具有两个时段。在一个时段中，三个相位中的一个相位使得吸收电流流动，并且剩余的两个相位使得源电流流动。在另一个时段中，三个相位中的两个相位使得吸收电流流动，并且剩余的一个相位使得源电流流动。在该说明书中，前一个时段被称为一个相位吸收时段，而后一个时段被称为两个相位吸收时段。用于使得吸收电流流动的相位被称为吸收相位，而用于使得源电流流动的相位称为源相位。两个相位吸收时段和一个相位吸收时段中的每个具有三种组合。因此，360度的电角度具有与每个60度相关联的六个不同时段。

当被驱动为处于导通状态时，具有吸收相位的低侧晶体管使得驱动电流(吸收电流)在从该相位的电机驱动节点到接地电源电压gnd的方向上流动。此外，当被驱动为处于导通状态时，高侧晶体管使得回流电流在从该相位的电机驱动节点到内部电源电压vpwr的方向上流动。相反，当被驱动为处于导通状态时，具有源极相位的高侧晶体管使得驱动电流(源电流)在从内部电源电压vpwr到该相位的电机驱动节点的方向上流动。另外，当被驱动为处于导通状态时，低侧晶体管使得回流电流在从接地电源电压gnd到该相位的电机驱动节点的方向上流动。

在一个相位吸收时段中，图15的pwm调制电路pwmmd'控制对应相位(例如，u相位)的感测电压控制信号(u1ph)成为“h”电平(断言电平)，并且控制剩余两个相位(v相位和w相位)的感测电压控制信号(v1ph和w1ph)成为“l”电平(否定电平)。结果，图17中的这一个相位的用于感测的晶体管(m3su)17被控制为处于导通状态。

在两个相位吸收时段中，图15的pwm调制电路pwmmd'控制三相感测电压控制信号(u1ph、v1ph和w1ph)处于“l”电平。结果，图17中的三个相位的用于感测的晶体管m3su、m3sv和m3sw都被控制为处于断开状态。在电流检测节点nsens处，生成感测电压vsens，该感测电压vsens根据用于感测的晶体管m1s(u、v和w)、m2s(u、v和u)和m3s(u、v和u)中的每个的导通/断开状态被适当地划分成电阻分压(resistance)。

感测电流生成电路idett包括用于偏移调节的晶体管moff、放大器电路amp1、用于偏移的电流源ioff、用于电流生成的晶体管mt以及用于感测的晶体管m6su、m6sv和m6sw。用于感测的晶体管m6su、m6sv和m6sw与例如驱动晶体管是相同种类的元件(在这种情况下为nmos晶体管)，并且被配置为与驱动晶体管具有预定的晶体管尺寸比率。用于偏移调节的晶体管moff和用于电流生成的晶体管mt也由nmos晶体管来配置。

用于偏移调节的晶体管moff耦合在电流检测节点nsens与放大器电路amp1的正电极输入节点之间，并且被固定成为导通状态。放大器电路amp1驱动用于电流生成的晶体管mt。然后，用于电流生成的晶体管mt的输出电压(在这种情况下为源电压)被反馈到负电极输入节点。用于感测的晶体管m6su、m6sv和m6sw并联耦合在用于电流生成的晶体管mt的输出电压与接地电源电压gnd之间。

根据该配置，感测电流生成电路idett执行负反馈控制，使得用于电流生成的晶体管mt的输出电压与电流检测节点nsens的感测电压vsens一致。感测电流生成电路idett生成根据该输出电压(vsens)和用于感测的晶体管m6su、m6sv和m6sw的并联电阻值而确定的感测电流isens。使用电流检测电阻器rnf将该感测电流isens转换成电压，并且该感测电流isens被感测放大器电路sa放大。

如果在放大器电路amp1中生成负偏移电压，则不能检测到接近于零的驱动电流(接近于零的感测电压vsens)。通过使得用于偏移的电流源的偏移电流ioff流过具有预定导通电阻的用于偏移调节的晶体管moff，预先将正偏移电压施加到放大器电路amp1。结果，即使在放大器电路amp1中生成负偏移电压，也可以检测到接近于零的驱动电流。

模拟/数字转换器adc在没有驱动电流流过每个相位的状态下将感测放大器电路sa的输出电压检测为初始值，从而补偿如此调节的放大器电路amp1的偏移电压的影响。优选的是，用于偏移调节的晶体管moff由与驱动晶体管相同种类的元件来配置。结果，可以消除诸如温度特性的变化分量，由此能够减少电流检测误差。

<电流感测电路周边(比较例)的具体操作>

图18是示出当在图17中的正常电机驱动时执行电流感测时的操作示例的波形图。图19是示出当在图17中的正常电机驱动时执行电流感测时的另一操作示例的波形图。图20a是示出当在图18中进行电流感测时的操作状态的补充图。图20b是示出当在图19中进行电流感测时的操作状态的补充图。

图18示出在u相位为吸收时段的一个相位吸收时段中所包括的多个pwm周期中的一个pwm周期中的操作示例。对于u相位，高阻抗信号hizu被固定为“l”电平(否定电平)，并且pwm导通信号pwmonu随着pwm控制而适当地转变。在pwm导通信号pwmonu的“h”电平中，高侧晶体管m0u被控制为处于导通状态。在“l”电平中，低侧晶体管m1u被控制为处于导通状态。当pwm导通信号pwmonu转变为处于“l”电平时，u相位预驱动器pdvu驱动回流电流所流过的高侧晶体管m0u成为断开状态。此后，u相位预驱动器pdvu驱动低侧晶体管m1u成为导通状态。

具体地，当低侧晶体管m1u被驱动为处于导通状态时，低侧晶体管m1u的栅极-源极电压vgs(即，栅极控制信号ul)以逐步的方式增加。当该栅极-源极电压vgs(m1u)达到预定值时，高侧晶体管m0u的回流二极管断开，并且输出信号outu从内部电源电压vpwr电平减小到接地电源电压gnd电平。如果低侧晶体管m1u完全处于导通状态，则当低侧晶体管m1u、m1v和m1w中的每个的导通电阻为“ron”并且流过低侧晶体管m1u的驱动电流(吸收电流)为“iu”时，输出信号outu的电压电平为“ron×iu”。

此后，如果pwm导通信号pwmonu转变为“h”电平，则u相位预驱动器pdvu驱动吸收电流所流过的低侧晶体管m1u成为断开状态。然后，高侧晶体管m0u被驱动为处于导通状态。具体地，如果低侧晶体管m1u的栅极-源极电压vgs被驱动成为断开状态，则低侧晶体管m1u的栅极-源极电压vgs以逐步的方式减小。同时，输出信号outu从接地电源电压gnd电平增加到内部电源电压vpwr电平。

如果栅极-源极电压vgs(m1u)达到预定值，则高侧晶体管m0u的回流二极管导通。结果，输出信号outu处于内部电源电压vpwr电平，并且低侧晶体管m1u处于断开状态。在低侧晶体管m1u处于断开状态之后(同时，在输出信号outu转变之后)，高侧晶体管m0u被驱动为处于导通状态。结果，流过高侧晶体管m0u的回流二极管的回流电流流过高侧晶体管m0u。

对于v相位，高阻抗信号hizv被固定为“l”电平(否定电平)，pwm导通信号pwmonv被固定为“h”电平。结果，低侧晶体管m1v的栅极-源极电压vgs(m1v)(即，栅极控制信号vl)被固定为“l”电平，高侧晶体管m0v被固定为导通状态，并且低侧晶体管m1v被固定为断开状态。输出信号outv保持处于内部电源电压vpwr电平。如上所述，该v相位是通过pwm调制电路pwmmd'将电压固定为内部电源电压vpwr的目标相位。

对于w相位，高阻抗信号hizw被固定为“l”电平(否定电平)，pwm导通信号pwmonw随着pwm控制而适当地转变。如果pwm导通信号pwmonw转变为“h”电平，则w相位预驱动器pdvw驱动回流电流所流过的低侧晶体管m1w成为断开状态，之后驱动高侧晶体管m0w成为导通状态。

具体地，如果低侧晶体管m1w的栅极-源极电压vgs(即，栅极控制信号wl)被驱动成为断开状态，则它立即减小到接地电源电压gnd电平。结果，低侧晶体管m1w立即断开，并且回流电流被低侧晶体管m1w的回流二极管保持。在低侧晶体管m1w断开之后，高侧晶体管m0w被驱动成为导通状态。与上述的u相位低侧晶体管m1u的情况相同，高侧晶体管m1w的栅极-源极电压(未示出)被驱动成为导通状态，并且高侧晶体管m1w的栅极-源极电压以逐步的方式增加。同时，输出信号outw从接地电势电压gnd增加到内部电源电压vpwm。

此后，如果pwm导通信号pwmonw转变为“l”电平，则w相位预驱动器pdvw驱动源电流所流过的高侧晶体管m0w成为断开状态，并且驱动低侧晶体管m1w成为导通状态。具体地，如上述的u相位低侧晶体管m1u的情况那样，如果高侧晶体管m0w的栅极-源极电压(未示出)被驱动成为断开状态，则高侧晶体管m0w的栅极-源极电压以逐步的方式减小。同时，输出信号outw从内部电源电压vpwr电平减小到接地电源电压gnd电平。

在高侧晶体管m0w断开之后(同时，在输出信号outw转变之后)，低端晶体管m1w被驱动成为导通状态。在低侧晶体管m1w的栅极-源极电压vgs被驱动成为导通状态之后，低侧晶体管m1w的栅极-源极电压vgs立即增加到电源电压vcc电平。结果，流过低侧晶体管m1w的回流二极管的回流电流流过低侧晶体管m1w。

以此方式，根据pwm控制，吸收相位的低侧晶体管m1u在驱动电流(吸收电流)与相对侧的回流电流之间切换。因此，栅极-源极电压vgs(m1u)以逐步的方式改变，并且输出信号outt也转变。相反，根据pwm控制，吸收相位的高侧晶体管m0u在其自身与回流二极管之间切换回流电流的路径。因此，在输出信号outu不转变的情况下，栅极-源极电压将会立即改变。

类似地，根据pwm控制，具有源极相位的高侧晶体管(例如，m0w)在驱动电流(源电流)与相对侧的回流电流之间切换。因此，栅极-源极电压以逐步的方式改变，并且同时输出信号(outw)也转变。根据pwm控制，具有源相位的低侧晶体管(m1w)在其自身与其回流二极管之间切换回流电流的路径。因此，在输出信号(outw)不转变的情况下，栅极-源极电压(vgs(m1w))将会立即改变。

图14中描述的电流相位检测电路iphd使用栅极-源极电压与输出信号之间的关系来检测驱动电流相位θi。如图18中所示，根据电流的方向(源极电流和吸收电流)与大小之间的关系、驱动晶体管的导通电阻以及回流二极管的正向电压，具有每个相位的输出信号outu、outv和outw中的每个的电压电平稍微地偏离接地电源电压gnd或内部电源电压vpwr。

在一个相位吸收时段中，例如u相位，如图18中所示，如上所述，具有u相位的感测电压控制信号u1ph被控制成为“h”电平(断言电平)，并且具有v相位和w相位的感测电压控制信号v1ph和w1h被控制成为“l”水平(否定水平)。在该状态下，低侧晶体管m1u完全导通的时段(即，栅极-源极电压vgs(m1u)是电源电压vcc的时段)是电流可感测时段te1'。在此时段中，用于感测的晶体管m1su也完全处于导通状态。

图20a示出该电流可感测时段te1'中三相(u、v和w)电流感测电路idet'的等效电路。如图20a中所示，由低侧晶体管m1u在电机驱动节点nu中生成的“ron×iu”的电压被五个用于感测导通的晶体管m1su、m2s(u、v和w)和m3su划分成电阻分压。当这五个用于感测的晶体管具有相等的导通电阻时，感测电压vsens是“ron×iu/5”。

在图17中，当用于感测的晶体管m6su、m6sv和m6sw的晶体管尺寸比率是低侧晶体管的“1/m”时，用于感测的晶体管的并联电阻值(r6)是“m×ron/3”。在这种情况下，感测电流isens是“vsens/r6＝3×iu/(5×m)”。如图18中所描述的，图14的模拟/数字转换器adc在接近于电流可感测时段te1'的中心的定时对感测放大器电路sa的输出电压进行采样。

图19示出在v相位和w相位为吸收相位的两个相位吸收时段中所包括的多个pwm周期中的一个pwm周期中的操作示例。对于u相位，高阻抗信号hizu被固定成为“l”电平，并且pwm导通信号pwmonu根据pwm控制而适当地转变。如果pwm导通信号pwmonu转变为“h”电平，则u相位预驱动器pdvu驱动回流电流所流过的低侧晶体管m1u成为断开状态。然后，u相位预驱动器pdvu驱动高侧晶体管m0u成为导通状态。

此时，如图18中所描述的，因为低侧晶体管m1u是具有源极相位的低侧晶体管，随着低侧晶体管m1u驱动成为断开状态，低侧晶体管m1u的栅极-源极电压vgs(m1u)立即减小到接地电源电压gnd电平。此时，输出信号outu不转变。此后，如果高侧晶体管m0u被驱动成为导通状态，则高侧晶体管m0u的栅极-源极电压(未示出)以逐步的方式增加。此时，输出信号outu从接地电源电压gnd电平转变为内部电源电压vpwr电平。

此后，如果pwm导通信号pwmonu转变为“l”电平，则u相位预驱动器pdvu驱动源电流所流过的高侧晶体管m0u成为断开状态。然后，u相位预驱动器pdvu驱动低端晶体管m1u成为导通状态。随着该高侧晶体管m0u被驱动成为断开状态，输出信号outu从内部电源电压vpwr电平转变为接地电源电压gnd电平。此后，随着低侧晶体管(m1u)驱动为导通状态，低侧晶体管(m1u)的栅极-源极电压vgs(m1u)立即增加到电源电压vcc电平。

对于v相位，高阻抗信号hizv被固定为“l”电平，而pwm导通信号pwmonv被固定为“l”电平。结果，低侧晶体管m1v的栅极-源极电压vgs(m1v)被固定为“h”电平，高侧晶体管m0v被固定为断开状态，并且低侧晶体管m1v被固定为导通状态。输出信号outv保持处于接地电源电压gnd电平。具体地，当低侧晶体管m1v的驱动电流(吸收电流)被表示为“iv”时，输出信号outv的电压电平为“ron×iv”。如上所述，该v相位是通过pwm调制电路pwmmd'将电压固定为接地电源电压gnd的目标相位。

对于w相位，高阻抗信号hizw被固定为“l”电平，并且pwm导通信号pwmonw根据pwm控制而适当地转变。pwm导通信号pwmonw转变为“l”电平，w相位预驱动器pdvw驱动回流电流所流过的高侧晶体管m0w成为断开状态。此后，w相位预驱动器pdvw驱动低侧晶体管m1w成为导通状态。

此时，因为低侧晶体管m1w是吸收相位的低侧晶体管，如图18中所示，随着低侧晶体管m1w驱动到导通状态，栅极-源极电压vgs(m1w)以逐步的方式增加。同时，输出电压outw从内部电源电压vpwr电平减小到接地电源电压gnd电平。结果，当低侧晶体管m1w的驱动电流(吸收电流)被表示为“iw”时，输出电压outw的电压电平是“ron×iw”。

此后，当pwm导通信号pwmonw转变为“h”电平时，w相位预驱动器pdvw驱动吸收电流所流过的低侧晶体管m1w成为断开状态。此后，w相位预驱动器pdvw驱动高侧晶体管m0w成为导通状态。随着低侧晶体管m1w驱动到断开状态，低侧晶体管m1w的栅极-源极电压vgs(m1w)以逐步的方式增加。同时，输出电压outw从接地电源电压gnd增加到内部电源电压vpwr电平。

如图19中所示，在v相位和w相位的两个相位的吸收时段中，如上所述，u相位、v相位和w相位的感测电压控制信号u1ph、v1ph和w1ph被控制成为“l”(否定水平)。在该状态下，v相位和w相位的低侧晶体管m1v和m1w完全导通的时段(即，栅极-源极电压vgs(m1v)和vgs(m1w)是电源电压vcc的时段)是电流可感测时段te2'。在该时段中，用于感测的晶体管m1sv和m2sw完全处于导通状态。

图20b示出电流可感测时段te2'中三相(u、v和w)电流感测电路idet'的等效电路。如图20b中所示，由低侧晶体管m1v和m1w在电机驱动节点nv和nw中生成的“ron×iv”和“ron×iw”的电压被五个用于感测导通的晶体管m1sv、m1sw和m2s(u、v和w)划分成电阻分压。当五个晶体管的导通电阻彼此相等时，感测电压vses是“ron×(iv+iw)/5”。

即，例如使用重叠原理，分别将与图20a中的情况相同的等效电路应用于“ron×iv”和“iw”。通过重叠由它们获得的感测电压，可以获得“ron×(iv+iw)/5”。在这种情况下，“iv+iw”等于“iu”。因此，感测电压vsens基本上检测两个相位吸收时段(换句话说，一个相位源时段)中的一个相位(u相位)的驱动电流(源电流)。该感测电压vsens等于在图18中检测到的一个相位吸收时段中的一个相位(u相位)的驱动电流(吸收电流)。

像图18的情况一样，图17中的感测电流isens是“3×(iv+iw)/(5×m)＝3×iu/(5×m)”。如图19中所示，图14的模拟/数字转换器在电流可感测时段te2'的中心附近的定时对感测放大器电路sa的输出电压进行采样。

使用上述电流感测系统，当电机spm被三相正弦波电压驱动时，在一个相位吸收时段和两个相位吸收时段两者中，可以检测目标相位(在这种情况下为u相位)的驱动电流(iu)，并且也可以在每个时段中获得相同的检测结果(即，感测电压vsens)。通过与每个60度相关联地改变目标相位，可以在360度的整个电角度中检测每个相位的驱动电流。

<短路制动时的问题>

如上所述，在短路制动时，驱动晶体管(例如，低侧晶体管m1u、m1v和m1w)的安全性可能不合期望地降低。这是因为，在图16中，随着驱动晶体管(m1u、m1v和m1w)以及线圈lu、lv和lw中的每个的电阻减小，由于为了高准确度而增加转矩常数，通过增加转矩常数，随着反电动势电压增加，制动电流ibrk增加。为了解决这个问题，给出了以下方法。

首先，给出了用于通过如下方式将制动电流ibrk保持为等于或低于容许电流的方法：不开始短路制动，直至电机的旋转次数(bemf的电压电平)减小到一定程度为止。在这种情况下，难以快速地停止电机spm。其次，给出了用于增大驱动晶体管的尺寸并且增大驱动晶体管的aso的方法。然而，这种方法不合期望地导致电路规模的增加和成本的增加。

作为第三种方法，给出了用于检测在短路制动时流过spm驱动器spmdv(同时，电机spm)并且控制该制动电流ibrk等于或低于额定电流的方法。对于该方法，例如，如图17中所示，考虑使用三相(u、v和w)电流感测电路idet'。然而，在图17的电流感测电路idet'(u、v和w)中，难以检测制动电流ibrk。

具体地，在短路制动时，三相低侧晶体管m1u、m1v和m1w全部被驱动成为导通状态。因此，栅极控制信号ul、vl和wl全部处于“h”电平。同时，用于感测的晶体管m1su、m1sv和m1sw也处于导通状态。结果，感测电压vsens将是电机驱动节点nu、nv和nw的电压的总电压，并且该总电压总是为零。

<spm驱动器和电流感测电路周边(第一实施例)的配置>

图2是示出根据本发明的第一实施例的电机驱动装置中的spm驱动器和电流感测电路周边的配置示例的电路框图。图3是示出图2中的电流感测电路周边的具体配置示例的电路图。在图2的配置示例中，电流感测电路单元idetu具有与图15的配置示例不同的配置。此外，与图15的配置不同，方向检测信号udir、vdir和wdir被输入到pwm调制电路pwmmd。除了三相(u相位、v相位和w相位)电流感测电路idetu、idetv和idetw之外，电流感测电路单元ideut还包括三相感测相位控制电路sphcu、sphcv和sphcw。

不同于三相电流感测电路idet'u、idet'v和idet'w，感测相位控制信号uena、vena和wena、而不是栅极控制信号ul、vl和wl被输入到图15的三相电流感测电路idetu、idetv和idetw。也就是说，如图3中所示，根据感测相位控制信号uena、vena、wena、而不是图17中所示的栅极控制信号ul、vl和wl，分别将用于感测的晶体管m1su、m1sv和m1sw控制为导通/断开。

在图2中，三相感测相位控制电路sphcu、sphcv和sphcw使用用于执行短路制动的操作模式与用于使得驱动电流流过电机spm的操作模式之间的不同控制方法来示意性地将用于感测的晶体管m1su、m1sv和m1sw控制为导通/断开。在该说明书中，将前者的操作模式称为制动模式，而将后者的操作模式称为电机驱动模式。在制动模式下，感测相位控制电路sphcu、sphcv和sphcw控制其中制动电流ibrk在吸收方向上流动的相位的用于感测的晶体管m1su、m1sv和m1sw处于导通状态，并且控制其中电流在与吸收方向相反的方向上流动的相位的用于感测的晶体管m1su、m1sv和m1sw处于断开状态。

吸收方向是从电机驱动节点到低电势侧电源电压gnd的方向。在图16的例子中，吸收方向是u相位中的制动电流ibrk的方向。吸收方向的相反方向是从低电势侧电源电压gnd到电机驱动节点的方向。在图16的示例中，吸收方向的相反方向是v相位和w相位中的制动电流ibrk的方向。在电机驱动模式下，感测相位控制电路sphcu、sphcv和sphcw使用与三相低侧晶体管m1u、m1v和m1w的pwm信号相同的pwm信号(即，栅极控制信号ul、vl和wl)，控制三个相位的用于感测的晶体管m1su、m1sv和m1sw。

三相感测相位控制电路sphcu、sphcv和sphcw具体包括三相选择电路selsu、selsv和selsw以及三相电流方向检测电路dirdu、dirdv和dirdw。三相选择电路selsu、selsv和selsw中的每个选择三相低侧晶体管m1u、m1v和m1w的导通/断开控制信号(即，栅极控制信号ul、vl和wl)、或用于控制用于感测的晶体管成为断开状态的固定信号(在这种情况下为接地电源电压gnd)。三相选择电路selsu、selsv和selsw中的每个使用所选择的信号来控制相应的三相电流感测电路idetu、idetv和idetw中的三个相位的用于感测的晶体管m1su、m1sv和m1sw。

三相电流方向检测电路dirdu、dirdv和dirdw包括三相比较器电路cmpdu、cmpdv和cmpdw，三相比较器电路cmpdu、cmpdv和cmpdw分别耦合到三相电机驱动节点nu、nv和nw以及接地电源电压gnd，并且三相电流方向检测电路dirdu、dirdv和dirdw还包括三相nand计算电路nddu、nddv和nddw。利用该配置，三相电流方向检测电路dirdu、dirdv和dirdw与每个相位相关联地检测三个相位的制动电流ibrk的方向是吸收方向还是其相反方向，并且将三个相位的方向检测信号udir、vdir和wdir作为检测结果输出到三相选择电路selsu、selsv和selsw。三相电流方向检测电路dirdu、dirdv和dirdw也将方向检测信号udir、vdir和wdir输出到pwm调制电路pwmmd。

在u相位的示例中，当输出信号outt的电压电平为正电压时，制动电流ibrk在吸收方向上流动，并且当电压电平为负电压时，制动电流ibrk在与吸收方向相反的方向上流动。当输出信号outu的电压电平是正电压时(即，当检测到吸收方向时)，比较器电路cmpdu输出“l”电平(“0”电平)，并且当电压电平是负电压时(即，当检测到吸收方向的相反方向时)，比较器电路cmpdu输出“h”电平(“1”电平)。当制动导通信号brkon处于“l”电平(否定电平)时，nand计算电路nddu将方向检测信号udir控制成为“h”电平(“1”电平)。当制动导通信号brkon处于“h”电平(断言电平)时，nand计算电路nddu输出比较器电路cmpdu的输出的逆信号作为方向检测信号udir。

如图14中所示，制动导通信号brkon在执行短路制动的时段(即，在制动模式下的时段)被控制处于“h”电平(断言电平)，并且在不执行短路制动的时段(即，在电机驱动模式下的时段)被控制处于“l”电平(否定电平)。结果，在电机驱动模式下，选择电路selsu输出栅极控制信号ul作为感测相位控制信号uena，并且使用与低侧晶体管m1u的pwm信号相同的pwm信号来控制用于感测的晶体管m1su。

在制动模式下，当比较器电路cmpdu检测到吸收方向时，选择电路selsu输出栅极控制信号ul作为感测相位控制信号uena，并且当电路检测到吸收方向的相反方向时，选择电路selsu输出接地电源电压gnd作为感测相位控制信号uena。结果，当处于导通状态的低侧晶体管m1u使得制动电流ibrk在吸收方向上流动时，选择电路selsu控制用于感测的晶体管m1su也处于导通状态，并且当制动电流ibrk在吸收方向的相反方向上流动时，选择电路selsu控制用于感测的晶体管m1su处于断开状态。对于v相位和w相位，执行与u相位的操作相同的操作。

在制动模式下(即，制动导通信号brkon处于“h”电平)，pwm调制电路pwmmd控制全部三相低侧晶体管m1u、m1v和m1w都处于导通状态，从而使得图16中所示的制动电流ibrk流过低侧晶体管。此时，在制动电流ibrk在一个相位(例如仅u相位)中沿吸收方向流动的时段中，pwm调制电路pwmmd仅控制感测电压控制信号u1ph、v1ph和w1ph中的这一个相位的感测电压控制信号(u1ph)处于“h”电平相位。这个时段是制动模式下的一个相位吸收时段。

在图3中的用于感测的晶体管m3su、m3sv和m3sw的一个相位吸收时段中，只有一个相位的用于感测的晶体管(m3su)被控制为处于导通状态。因此，在图18中所示的电机驱动模式下，可以配置与一个相位吸收时段中的电流感测状态相同的状态。结果，可以使用与图18中所示的电流感测系统相同的电流感测系统来检测制动电流ibrk(例如，在u相位中流动的制动电流)。

在制动电流ibrk在两个相位(v相位和w相位)中沿吸收方向流动的时段中，pwm调制电路pwmmd将三相感测电压控制信号u1ph、v1ph和w1ph控制为处于“l”电平。这个时段是制动模式下的两个相位吸收时段。在两个相位吸收时段中，用于感测的晶体管m3su、m3sv和m3sw被控制为断开。然后，可以配置与在图19中所示的电机驱动模式下的两个相位吸收时段中的电流感测状态相同的状态。结果，可以使用与图19中所示的电流感测系统相同的电流感测系统来检测制动电流ibrk(例如，在u相位中流动的制动电流)。pwm调制电路pwmmd可以使用方向检测信号udir、vdir和wdir，在制动模式下在一个相位吸收时段与两个相位吸收时段之间进行区分。

<电流感测电路周边(第一实施例)的具体操作>

图4是示出当在图2和图3中在制动模式下执行电流感测时的操作示例的波形图。在图4中，三个相位的高阻抗信号hizu、hizv和hizz全部处于“l”电平，并且三个相位的pwm导通信号pwmonu、pwmonv和pwmonw全部处于“l”电平。结果，高侧晶体管m0u、m0v和mow全部被控制为处于断开状态，而低侧晶体管m1u、m1v和m1w全部被控制为处于导通状态。

三个相位的输出信号outu、outv和outw是接地电源电压gnd周边的三相交流电压。交流电压的幅度根据与电机spm的旋转速度对应的每个相位的bemf(图16的vbfu、vbfv、vbfw)和每个相位的电阻值(lu、lv和lw的电阻值以及m1u、m1v和m1w的导通电阻值)来确定。通过图2的感测相位控制电路sphcu，在输出信号outu为正电压的时段中，感测相位控制信号uena处于“h”电平(即，栅极控制信号ul的电压电平)，并且在负电压的时段中，感测相位控制信号uena处于“l”电平(即，接地电源电压gnd)。感测相位控制信号vena和wena与感测相位控制信号uena相同。

例如，因为输出信号outu是正电压，并且输出信号outv和outw是负电压，所以图4的时段t1a是其中u相位为吸收时段的一个相位吸收时段。在这种情况下，在三个相位的用于感测的晶体管m1su、m1sv和m1sw中，仅吸收相位的用于感测的晶体管m1su被控制为处于导通状态。由于u相位的一个相位吸收时段，pwm调制电路pwmmd将对应的感测电压控制信号u1ph控制成为“h”电平。据此，用于感测的晶体管m3su被控制成为导通状态。结果，形成了与图20a的情况相同的等效电路，并且感测电压vsens是“ron×iu/5”。类似地，在作为v相位的一个相位吸收时段的时段t1b中，感测电压vsens为“ron×iv/5”，并且在作为w相位的一个相位吸收时段的时段t1c中，感测电压vsens为“ron×iw/5”。

<电机驱动装置(第一实施例)的示意性配置和示意性操作>

图5是示出根据本发明的第一实施例的电机驱动装置的主要部分的配置示例的功能框图。描述将集中在与图14的配置示例的不同之处。除了如图14的情况那样控制电机驱动模式下的驱动电流之外，图5的电机驱动装置还被配置为通过控制短路制动时的制动电流ibrk来执行短路制动。此时的制动电流ibrk的目标值与电机驱动模式下的目标值不同，并且需要考虑驱动晶体管的aso来设定。因此，除了用于电机驱动模式的电流指令值spncr之外，还向电流误差检测电路cerdet输入用于制动模式的电流指令值bcr。电流指令值spncr和bcr中的每个由参数设定寄存器preg来设定。

电流误差检测电路cerdet包括选择电路selcr，该选择电路selcr根据制动导通信号brkon(即，电机驱动模式或制动模式)选择电流指令值spncr和电流指令值bcr中的一个。在制动模式下，减法器sb1检测来自模拟/数字转换器adc的数字值adco与来自选择电路selcr的电流指令值bcr之间的误差。数字值adco是基于从电流检测节点nsens输出的电流检测结果(感测电压vsens)的值，并且是与制动模式的情况下的制动电流ibrk的大小成比例的值。

pi补偿器pict基于由电流误差检测电路cerdet检测到的误差来设定pwm信号的占空比(在这种情况下为pwm导通计数数量)。在电机驱动模式下，对每个相位的高侧晶体管和低侧晶体管适当地进行pwm控制。相反，在制动模式下，每个相位的低侧晶体管被控制为导通。根据控制方法的不同，电流控制回路的特性在电机驱动模式与制动模式之间是不同的。

向pi补偿器picp有选择性地输入用于正常使用(即，用于电机驱动模式)的pwm周期计数数量pcnt_n或用于制动模式的pwm周期计数数量pcnt_b。此外，向pi补偿器pcip有选择性地输入用于正常使用(即，用于电机驱动模式)的各种控制增益(在这种情况下为比例增益kcp_n和积分增益kci_n)、或用于制动模式的各种控制增益(在这种情况下为比例增益kcp_b和积分增益kci_b)。使用制动导通信号brkon来执行这些选择。每个值(pcnt_n、pcnt_b、kcp_n、kci_n、kcp_b和kci_b)都由参数设定寄存器preg来设定。例如，用于制动模式的pwm周期计数数量pcnt_b被设定为比用于正常使用的pwm周期计数数量pcnt_n更大(换句话说，pwm周期更长)。

在制动模式下，正弦波驱动电压控制电路sinct未被激活，并且来自pi补偿器picp的pwm导通计数数量被原样地输出到pwm调制电路pwmmd。驱动电压相位生成电路dvphg也未被激活。pwm调制电路pwmmd基于pwm周期计数数量pcnt_b、基于来自pi补偿器picp的pwm导通计数数量(即占空比)，控制pwm时段中的将三相低侧晶体管m1u、m1v和m1w全部控制为导通的时段与将三相低侧晶体管m1u、m1v和m1w全部控制为断开的时段的比率。通过包括pwm控制的电流控制回路来控制制动电流ibrk，以接近用于制动模式的电流指令值bcr。

在图5的示例中，与图14的情况不同，不将制动导通信号brkon输入到pwm调制电路pwmmd。从图2中可以明显看出，这是因为制动导通信号brkon的状态可以通过方向检测信号udir、vdir和wdir来识别。也就是说，如果制动导通信号brkon处于“l”电平(即，电机驱动模式)，则方向检测信号udir、vdir和wdir全部都处于“h”电平。相反，如果制动导通信号brkon处于“h”电平(即，制动模式)，则方向检测信号udir、vdir、wdir中的一个或多个处于“l”电平。

图6是用于说明图5中的制动模式下的pwm控制的操作示例的图。如图6中所示的，在每个pwm周期中，在三相低侧晶体管m1u、m1v和m1w全部被控制为处于导通状态的时段中，与图16相同的制动电流ibrk流动。在三相低侧晶体管m1u、m1v和m1w被控制为处于断开状态的时段中，图6中所示的再生电流irg流动。该再生电流irg通过吸收相位(在该情况下为u相位)的高侧晶体管m0u的回流二极管流过内部电源电压vpwr(其电源容量cv)。通过根据再生电流irg生成的内部电源电压vpwr获得制动模式下的操作电力。

<预驱动器电路的详细描述>

图7是示出图2中的预驱动器电路的具体配置示例的电路图。以图2的u相位预驱动器电路pdvu作为示例进行描述。图7中所示的预驱动器电路pdvu包括驱动高侧晶体管m0u的高侧预驱动器pdvuh、驱动低侧晶体管m1u的低侧预驱动器pdvu1、以及与(and)计算电路ad1和ad2。

在高侧预驱动器pdvuh中，电流源isc0和与电流源isc0耦合的电流镜像电路(在这种情况下为pmos晶体管m41和m42)根据高侧导通信号uhon的断言对高侧晶体管m0u的栅极进行充电。电流源isd0、与电流源isd0耦合的电流镜像电路(在这种情况下为pmos晶体管m43和m44)以及返回电流的电流镜像电路(在这种情况下为nmos晶体管m31和m32)根据高侧导通信号uhon的否定对高侧晶体管m0u的栅极进行放电。比较器电路cmp2检测高侧晶体管m0u的导通/断开，并且在高侧晶体管m0u处于断开状态时断言高侧断开检测信号hofdet。

在低侧预驱动器pdvu1中，电流源isc1和与电流源isc1耦合的电流镜像电路(在这种情况下为pmos晶体管m21和m22)根据低侧导通信号ulon的断言对低侧晶体管m1u的栅极进行充电。电流源isd1、与电流源isd1耦合的电流镜像电路(在这种情况下为pmos晶体管m23和m24)以及返回电流的电流镜像电路(在这种情况下为nmos晶体管m11和m12)根据低侧导通信号ulon的否定对低侧晶体管m1u的栅极进行放电。比较器电路cmp1检测低侧晶体管m1u的导通/断开，并且当低侧晶体管m1u处于断开状态时断言低侧断开检测信号lofdet。

当pwm导通信号pwmonu处于“h”电平时，当低侧断开检测信号lofdet被断言时，以及当高阻抗信号hizu处于“l”电平(否定电平)时，与(and)计算电路ad断言高阻抗信号hizu。另一方面，当pwm导通信号pwmonu处于“l”电平时，当高侧断开检测信号hofdet被断言时，以及当高阻抗信号hizu处于“l”电平(否定电平)时，与(and)计算电路ad1断言低侧导通信号ulon。

可以根据使用电流源和电流镜像电路的控制，适当地设定高侧晶体管m0u和低侧晶体管m1u的切换时间。当pwm导通信号pwmonu转变时，可以通过提供死区时间(即，通过防止两者同时导通)来驱动高侧晶体管m0u和低侧晶体管m1u。

如果高阻抗信号hizu处于“h”电平(断言电平)，则高侧晶体管m0u和低侧晶体管m1u都被控制为处于断开状态。例如，当执行图6中所示的pwm控制时，pwm调制电路pwmmd将每个相位(u、v和w)的pwm导通信号pwmon控制为处于“l”电平，以使得制动电流ibrk流动，并且将每个相位(u、v和w)的高阻抗信号hiz控制为处于“h”电平，以使得再生电流irg流动。

此外，在低侧预驱动器pdvu1中，设置有电流放大器电路ampgm和包括电阻元件r1的钳位电路。电流放大器电路ampgm监测u相位的电机驱动节点nu的电压(即，输出信号outu)，并且当该电压大于判断电压vclmp时，使得预定电流流过电阻元件r1，由此控制低侧晶体管m0u成为导通状态。对于v相位和w相位也类似地设置钳位电路。

例如，如果如图6中所示地执行pwm控制，则内部电源电压vpwr因不受控制的再生电流irg而过度地增加。这导致内部电源电压vpwr偏离驱动晶体管的aso的不合期望的情况。如果对应相位的输出信号的电压电平大于判断电压vclmp，则每个相位的钳位电路控制对应相位的低侧晶体管导通，从而以吸取导致电压升高的再生电流irg的方式操作。结果，可以抑制内部电源电压vpwr的过度增加，并且提高驱动晶体管的安全性。

<第一实施例的主要效果>

通过使用第一实施例的电机驱动装置，代表性地，可以检测短路制动时的制动电流，并且还可以基于检测结果来控制制动电流。结果，可以在短路制动时在将驱动晶体管的操作点保持在aso中的同时快速地停止电机spm。也就是说，可以安全并且快速地停止电机spm。此外，可以通过根据电机spm的驱动电流的控制而转用每个电路(电流感测电路单元idetu或电流控制环路)来控制制动电流。因此，可以抑制面积开销的增加。

第二实施例

<假设的问题>

例如，当使用图3中所示的电流感测电路以正常地使用感测电压vsens检测制动电流时，需要控制用于感测的晶体管m1su、m1sv和m1sw正常地成为断开状态。即，例如，在图4中所示的时段td中，w相位的输出信号outw的电压电平低于用于感测的晶体管m1sw的阈值电压vf。结果，原本需要被控制成为断开状态的用于感测的晶体管m1sw不合期望地处于导通状态。在这个时段td中，可能难以正常地检测制动电流。

相反，如果这个时段td延长，则可以正常地检测制动电流的时段变小。因此，不合期望地导致检测时序的设计复杂。此外，时段td包括输出信号outw的电压幅度的负电压侧的峰值。为了高准确度地控制制动电流，除了正电压侧的峰值的位置以外，还期望即使在负电压侧的峰值的位置也执行检测。根据短路制动时的输出信号outw的电压幅度与用于感测的晶体管m1sw的阈值电压vf之间的关系，即使在时段td中也可以正常地检测制动电流。一般来说，合理地认为检测可能是困难的。

<电流感测电路周边(第二实施例)的具体配置>

图8是示出根据本发明的第二实施例的电机驱动装置中的电流感测电路周边的具体配置示例的电路图。图8的配置示例与图3中所示的配置示例的不同之处在于以下几点。三个相位的用于感测的晶体管m1su、m1sv和m1sw中的每个被配置有串联耦合的多个(在这种情况下为两个)晶体管。三个相位的用于感测的晶体管m3su、m3sv和m3sw中的每个还配置有串联耦合的三个相位的用于感测的相同数量(两个)晶体管m1su、m1sv和m1sw。此外，三个相位的用于感测的晶体管m2su、m2sv和m2sw中的每个配置有一个晶体管，但是可以配置有串联耦合的多个晶体管。

假设用于感测的晶体管m1s(u、v和w)与用于感测的晶体管m3s(u、v和w)的串联耦合的数目被表示为“a”，并且用于感测的晶体管m2s(u、v和w)的串联耦合的数目被表示为“b”。还假设在u相位的一个相位吸收时段中检测电流(驱动电流或制动电流)的情况。在这种情况下，在图20a的等效电路中，用于感测的晶体管m1su和m3su中的每个被假设为“a×r”的电阻元件(“r”是一个晶体管的导通电阻)，并且用于感测的晶体管m2s(u、v和w)中的每个被假设为“b×r”的电阻元件。结果，感测电压vsens是“ron×iu×{b/(2b+3a)}”。

假设在v相位和w相位的两个相位吸收时段中检测电流(驱动电流或制动电流)的情况。在这种情况下，在图20b的等效电路中，用于感测的晶体管m1sv和m1sw中的每个被假设为“a×r”的电阻元件，并且用于感测的晶体管m2s(u、v和w)中的每个被假设为“b×r”。结果，感测电压vsens是“ron×(iv+iw)×{b/(2b+3a)}”。修改的表达式是“ron×iu×{b/(2b+3a)}”。以这种方式，为了在一个相位吸收时段和两个相位吸收时段两者中获得相同的感测电压vsens，需要用于感测的晶体管m1s(u、v和w)的串联耦合的数目与用于感测的晶体管m3s(u、v和w)的串联耦合的数目相同。

在图8的示例中，“a＝2”和“b＝1”。因此，在u相位的一个相位吸收时段、或v相位和w相位的两个相位吸收时段中的感测电压vsens为“ron×iu/8”。在这种情况下，当用于感测的晶体管m6su、m6sv和m6sw的晶体管尺寸比率是低侧晶体管的“1/m”时，感测电流isens是“3×iu/(8×m)”。

<电流感测电路周边(第二实施例)的具体操作>

图9是示出当在电机驱动模式下执行电流感测时的操作示例的波形图。与图18的情况一样，图9示出在u相位的一个相位吸收时段中的操作示例。图9的波形与图18的波形基本上相同。它们之间的不同在于，感测相位控制信号uena、vena和wena是与相应低侧晶体管m1u、m1v和m1w的栅极-源极电压vgs相同的电压，并且在电流可感测时段te1中的感测电压vsens是“ron×iu/8”。尽管没有示出，但是两个相位吸收时段的波形也与图19的波形基本上相同。

图10是示出在制动模式下进行电流感测时的操作示例的波形图。图10中所示的波形与图4的波形的不同之处在于以下几点，可以基本上在正常感测电压vsens的整个时段中获得图10中所示的波形，以及感测电压vsens例如是“ron×iu/8”。也就是说，在图8中，用于感测的晶体管m1s(u、v和w)中的每个被配置有串联耦合的两个晶体管。因此，与图4的情况不同，除非输出信号outu、outv和outw中的每个的电压电平低于“-2×vf”，否则可以获得正常感测电压vsens。

例如，图10中的时段t2a、t2b和t2c是在图4中不能获得正常感测电压vsens的时段。时段t2a、t2b和t2c均为其中分别检测到“(iu+iv)＝iw”、“(iv+iw)＝iu”和“(iw+iu)＝iv”的两个相位吸收时段。在时段t2a、t2b和t2c中，感测电压控制信号u1ph、v1ph和w1ph全部被控制为处于“l”电平。

例如，在图10的时段t1a和时段t2a的边界处，制动电流的方向改变，因此切换用于感测的晶体管。因此，在该边界的时段中，不能获得正常感测电压vsens。然而，这是非常短的时段。因此，在360度的电角度的整个时段中，基本上也可以获得正常感测电压vsens。在该边界的时段中，不执行模拟/数字转换器adc的采样。

<第二实施例的主要效果>

通过使用第二实施例的电机驱动装置，可以获得与第一实施例的情况相同的效果。此外，与第一实施例的情况不同，可以延长可以检测制动电流的时段，以例如高准确度地控制制动电流。

第三实施例

<电机驱动装置(第三实施方式)的示意性配置和示意性操作>

图11是示出根据本发明的第三实施例的电机驱动装置的主要部分的配置示例的功能框图。该电驱动装置可应用于第一实施例和第二实施例的电驱动装置。与图5的配置示例不同，在图11中所示的电机驱动装置中，spm驱动器spmdv2包括温度监测电路tmn，从而导致pwm调制电路pwmmd2的操作略微不同。

例如，通过设置第一实施例的图7中所示的钳位电路，可以抑制内部电源电压vpwr的过度增加，例如以防止驱动晶体管的最大电压偏离aso的情况。通过执行钳位电路的操作，在漏极-源极电压较高的状态下，对应相位的低侧晶体管(例如，图7的m1u)被控制为处于导通状态，从而导致非常大的功耗。结果，在低侧晶体管中，即使最大电压处于aso内，最大温度也可能不合期望地偏离aso。为此，设置了温度监测电路tmn。

温度监测电路tmn监测三相低压侧晶体管m1u、m1v和m1w的温度，并且当温度高于预定的“h”侧判断温度时断言报警信号talm。此后，当温度低于“l”侧判断温度时，电路否定报警信号talm。报警信号talm的断言意味着用于中断制动模式的指令。然后，pwm调制电路pwmmd2中断制动模式，控制高侧晶体管m0u、m0v和m0w以及低侧晶体管m1u、m1v和m1w成为断开状态，并且保持该状态。也就是说，pwm调制电路pwmmd2处于等待状态，直到过热被解决为止。报警信号talm的否定意味着用于重新启动制动模式的指令。响应于此，pwm调制电路pwmmd2重新启动制动模式。

<温度监测电路的概要>

图12是示出图11中的温度监测电路的示意性配置示例的模式图。例如，三个相位的温度传感器tsenu、tsenv和tsenw分别设置在三相低侧晶体管的形成区域ar_m1u、ar_m1v和ar_m1w中，或者以与每个形成区域相邻的形式设置。温度传感器tsenu、tsenv和tsenw中的每个是ptat(与绝对温度成比例)电路，该ptat电路使用例如二极管来生成与温度成比例增加的电压。

三个相位的滞后比较器cmphu、cmphv和cmphw分别判断来自三个相位的温度传感器tsenu、tsenv和tsenw的电压。例如，当来自温度传感器tsenu的电压大于“h”侧判断电压时，滞后比较电路cmphu输出“h”电平，并且当来自温度传感器tsenu的电压低于“l”侧判断电压(<“h”侧判断电压)时，滞后比较电路cmphu输出“l”电平。报警信号talm是通过对三个相位的滞后比较器cmphu、cmphv和cmphw中的每个的输出进行或(or)计算而生成的。结果，当存在至少一个过热的低侧晶体管时，温度监测电路tmn发出报警信号talm，并且在没有过热的低侧晶体管的阶段，否定报警信号talm。

<第三实施例的主要效果>

因此，通过使用第三实施例的电机驱动装置，可以获得与第一实施例和第二实施例相同的效果。此外，与第一实施例的情况相比，可以增加驱动晶体管的安全性，并且可以安全地停止电机spm。

第四实施例

<电机驱动装置(第四实施方式)的示意性配置和示意性操作>

图13是示出根据本发明的第四实施例的电机驱动装置的主要部分的配置示例的功能框图。图13中所示的电机驱动装置与图15的配置示例略有不同之处在于，电源监视电路vmn3的操作和根据该操作的pwm调制电路pwmmd3的操作。除了外部电源电压vin之外，电源监测电路vmn3还监测内部电源电压vpwr，当内部电源电压vpwr大于预定的“h”侧判断电压时断言过电压检测信号ovpwr，并且当内部电源电压vpwr低于“l”侧判断电压时否定过电压检测信号ovpwr。因此，类似于例如第三实施例的情况，电源监测电路vmn3包括使用“h”侧判断电压和“l”侧判断电压(<“h”侧判断电压)执行判断操作的滞后比较器电路。例如，基于aso的最大额定电压来确定“h”侧判断电压。

过电压检测信号ovpwr的断言意味着用于中断制动模式的指令。响应于此，pwm调制电路pwmmd3中断制动模式，控制高侧晶体管m0u、m0v和m0w以及低侧晶体管m1u、m1v和m1w成为断开状态，并且保持该状态。也就是说，pwm调制电路pwmmd3处于等待状态，直到过电压被解决为止。过电压检测信号ovpwr的否定意味着用于重新启动制动模式的指令。响应于此，pwm调制电路pwmmd3重新启动制动模式。

<第四实施例的主要效果>

因此，通过使用第四实施例的电机驱动装置，可以获得与第一实施例、第二实施例和第三实施例相同的效果。此外，可以增加驱动晶体管的安全性，而不使用第一实施例的图7中描述的钳位电路或第三实施例中描述的温度监测电路。结果，可以抑制面积开销的增加。即，通过设置电源监测电路vmn3，可以得到与钳位电路的情况相同的目的。由于不设置钳位电路，很难产生第三实施例的低侧晶体管的过热。

基于优选实施例具体地描述了本发明人的发明。本发明不限于优选实施例，并且可以在不偏离其范围的情况下做出各种改变。例如，为了易于描述本发明已经具体地描述了上述实施例，并且不限于包括整个上述配置的那些实施例。一个实施例的配置的一部分可能被另一个实施例的配置替代，并且一个实施例的配置可以被添加到另一个实施例的配置。每个实施例的配置的一部分可以被添加到另一个实施例的配置，从另一个实施例的配置中删除，或者被另一个实施例的配置替换。

例如，优选实施例的系统不限于hdd，并且可应用作为各种电机的驱动方法。其具体示例包括dvd再现/记录装置、蓝光再现/记录装置等。在某些情况下，它可应用作为用于在空调的逆变器系统中快速并且安全地停止电机的技术。