一种内置式永磁同步电机控制方法及系统与流程

本发明涉及永磁同步电机控制技术领域，尤其涉及一种内置式永磁同步电机控制方法及系统。

背景技术

目前由于汽车尾气的大量排放以及对石油的消耗造成的严重污染和能源短缺问题，清洁、高效、安全的电动汽车成为二十一世纪汽车发展的重要方向。无论哪种电动汽车,其动力性能和续航能力在很大程度上决定于驱动电机。由于效率高，功率密度大，可靠性高等优点，永磁同步电机已成为目前电动汽车的主流驱动电机，尤其是内置式永磁同步电机(ipmsm)，其独特的转子结构和电气特性使其具有很大的起动、制动转矩，且弱磁性能好，可实现宽范围平滑调速，同时重量轻、体积小，是电动汽车的理想驱动电机。

电动汽车的运行工况复杂,因此对驱动电机的调速范围、动态响应和鲁棒性等提出了很高的要求。传统的pi控制方法并不能满足控制性能的需求。为了得到更好的性能，已经提出了很多的方法，比如反步控制、自适应控制、鲁棒控制、滑模控制、模糊控制等，这些方法都从不同方面提高了电机的控制性能。

近年来，由于微处理器的快速发展，数字控制器的计算能力有了极大提升，使得模型预测控制算法得以在电机控制中实现。模型预测控制算法由于其具有强鲁棒性和在约束处理能力上的优势，在永磁同步电机的控制上已经有了一些研究成果，但是，目前的模型预测控制方法主要针对电流环进行设计，外环速度环采用其他控制方法，从而构建一个双环控制器。

因此，为了减小控制器设计难度，提高控制精度，有必要设计一种基于模型预测控制的转速-电流合并单环控制的永磁同步电机控制器。

技术实现要素：

本发明针对现有技术所遇到的问题，提供一种内置式永磁同步电机控制方法及系统，旨在简化设计结构和提高内置式永磁同步电机实际运行时定子电流的动态响应速度和控制精度。

为了实现上述目的，本发明提出一种内置式永磁同步电机控制方法，包括如下步骤：

s10、将内置式永磁同步电机的三相定子电流信号进行clark变换和park变换获得同步旋转坐标下的定子电流；

s20、将同步旋转坐标下的定子电流和内置式永磁同步电机的电角速度作为模型预测控制方法的输入值，通过合并转速-电流为单环控制的方式，在线求解二次型优化控制问题从而获得同步旋转坐标下的定子电压；

s30、对同步旋转坐标下的定子电压进行反park变换，采用svpwm方法获得pwm控制信号调节三相定子电流，进而控制内置式永磁同步电机的转速。

优选地，步骤s10之前，还包括：

s00、采集内置式永磁同步电机的三相定子电流信号、电角速度和电角度。

优选地，步骤s20具体包括：

s201、选取状态变量、设置干扰项和控制策略，建立内置式永磁同步电机的状态方程；

s202、结合电机电角速度参考值与实际值的差值、定子电压设置待优化的性能指标；

s203、设置约束条件，具体为：对同步旋转dq坐标系下的d轴电流id、q轴电流iq和电流iq的变化率进行约束；

s204、将状态方程、目标函数和约束条件进行整合，转换为求解一个线性二次型优化控制问题，具体为：在状态方程和约束条件下，获取性能指标最小时所对应的定子电压。

优选地，s201所述的选取状态变量、设置干扰项和控制策略，建立内置式永磁同步电机的状态方程；

具体为：

s2011、构建内置式永磁同步电机的离散状态方程；

s2012、采用增量模型消除干扰项，重构状态方程；

s2013、重构新的状态变量及状态方程。

优选地，s202所述的结合电机电角速度参考值与实际值的差值、定子电压设置待优化的性能指标；

具体为：

s2021、设置电机电角速度参考值；

rk+1＝αrk+(1-α)c(1)

其中，rk+1表示期望的k+1时刻的参考电角速度，c表示期望电角速度，rk表示k时刻的实际电角速度，α表示柔化系数，0≤α<1；

s2022、设置目标函数；

其中，v表示性能指标，rk-yk表示k时刻的给定电角速度参考值与实际值的差值，qk表示误差加权因子，pk-1表示控制加权因子，△uk-1表示k-1时刻的控制增量。

优选地，s203所述的设置约束条件，具体为：对同步旋转dq坐标系下的d轴电流id、q轴电流iq和电流iq的变化范围进行约束；

具体为：

|id|≤idm

|iq|≤iqm

|△iq|≤△iqm

其中，iqm等于或小于电机的额定电流；idm为iqm的1％、△iqm根据经验选取。

优选地，s204所述的将状态方程、目标函数和约束条件进行整合转换为求解一个线性二次型优化控制问题，具体为：在状态方程和约束条件下，获取性能指标最小时所对应的定子电压；

具体公式如下：

其中，v表示性能指标，qk表示误差加权因子，pk-1表示控制加权因子，ω表示电角速度，cd＝[00000001]，输出yk表示在k时刻的电角速度，rk表示k时刻的参考电角速度，△uk-1表示k-1时刻的控制增量。

优选地，s2011所述的构建内置式永磁同步电机的离散化状态方程；

具体为：

选择同步旋转dq坐标下的定子电流id＝0的电流控制策略，忽略耦合项ωid；设置d轴电流id、q轴电流iq、电角速度ω和耦合项ωiq作为状态变量，设置负载转矩tl为干扰项d，建立内置式永磁同步电机的状态方程，并离散化获得离散状态方程；

具体公式如下：

xk+1＝akxk+bkuk+bdkdk(4)

其中，

xk+1表示第k+1时刻的状态变量；

xk表示第k时刻的状态变量，x＝[idiqωiqω]^t；

u＝[uqud]^t；

dk表示第k时刻的负载转矩tl，即干扰项，ts表示离散采样时间，ld表示直轴电感，lq表示交轴电感，r表示定子电阻，ψf表示转子磁链，pn表示极对数，j表示转动惯量，b表示粘滞摩擦因数；

s2012所述的采用增量模型消除干扰项，重构状态方程；

具体为：

在当前采样周期内将干扰项视为常量，令△xk+1＝xk+1-xk，消除干扰项d，得到增量模型，具体公式如下：

△xk+1＝ak△xk+bk△uk(5)

s2013所述的重构新的状态变量及状态方程；

具体如下：

重构新的状态变量为：

建立新的状态方程为：

本发明还提出一种内置式永磁同步电机控制系统，包括：转速和角度计算单元、模型预测控制器、clark变换单元、park变换单元、反park变换单元、svpwm单元和电压源逆变器；

所述的转速和角度计算单元，用于获取内置式永磁同步电机的电角速度和电角度，并发送至模型预测控制器；

所述的clark变换单元，用于将内置式永磁同步电机的三相定子电流信号进行clark变换，获得αβ坐标系下的定子电流；

所述的park变换单元，用于对αβ坐标系下的定子电流进行park变换，获得同步旋转dq坐标下的定子电流；

所述的模型预测控制器，用于将同步旋转坐标下的定子电流和内置式永磁同步电机的电角速度作为模型预测控制方法的输入值，通过合并转速-电流为单环控制的方式，在线求解二次型优化控制问题从而获得同步旋转坐标下的定子电压；

所述的反park变换单元，用于对同步旋转坐标下的定子电压进行反park变换，获得αβ坐标下的定子电压；

所述的svpwm单元，用于通过svpwm方法获得pwm控制信号；

所述的电压源逆变器，用于根据pwm控制信号控制三相定子电流，进而控制内置式永磁同步电机的转速。

优选地，所述的将同步旋转坐标下的定子电流和内置式永磁同步电机的电角速度作为模型预测控制方法的输入值，通过合并转速-电流为单环控制的方式，在线求解二次型优化控制问题从而获得同步旋转坐标下的定子电压，具体为：

选取状态变量、设置干扰项和控制策略，建立内置式永磁同步电机的状态方程；

结合电机电角速度参考值与实际值的差值、定子电压设置待优化的性能指标；

设置约束条件，具体为：对同步旋转dq坐标系下的d轴电流id、q轴电流iq和电流iq的变化率进行约束；

将状态方程、目标函数和约束条件进行整合转换为求解一个线性二次型优化控制问题，具体为：在状态方程和约束条件下，获取性能指标最小时所对应的定子电压。

本发明提出一种内置式永磁同步电机控制方法及系统，与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：

(1)本发明将转速-电流环合并，采用基于模型预测控制的单环控制器，设计过程简单；

(2)预测模型采用的是增量模型，能够减少或消除静态误差，对于不变的干扰，可以消除其对预测结果的影响；

(3)除了传统的对d轴电流id和q轴电流iq的约束外，额外增加了对q轴电流变化率△iq的约束，使得到的dq坐标系下的定子电压ud、uq能够更好的限制在允许范围内；

(4)目标函数包含实际电角速度与参考电角速度的偏差和控制量的变化量，参考电角速度选为从当前输出向设定值光滑趋近的参考轨迹，通过最小化该目标函数，实现了对目标转速的跟踪；

(5)鲁棒性好，对参数的敏感性不高，只要目标函数确定，不会因为参数改变而使系统收到较大影响。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。

图1为本发明一种实施例中内置式永磁同步电机控制方法流程图；

图2为本发明一种实施例中步骤s20流程图；

图3为本发明一种实施例中步骤s201流程图；

图4为本发明一种实施例中步骤s202流程图；

图5为本发明一种实施例中内置式永磁同步电机控制系统结构框图；

图6为本发明一种实施例中本模型预测控制控制方法和传统pi控制方法下的内置式永磁同步电机转速响应对比图；

图7为本发明一种实施例中本模型预测控制控制方法和传统pi控制方法下的内置式永磁同步电机d轴电流id转速响应对比图；

图8为本发明一种实施例中本模型预测控制控制方法和传统pi控制方法下的内置式永磁同步电机q轴电流iq转速响应对比图；

本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明，若本发明实施例中有涉及方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)，则该方向性指示仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。

另外，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。

本发明提出一种内置式永磁同步电机控制方法；本发明一种优选实施例中，针对内置式永磁同步电机的控制器部分进行具体阐述，如图1所示，包括如下步骤：

s00、采集内置式永磁同步电机的三相定子电流信号ia、ib、ic、电角速度ω和电角度θ；

本发明实施例中，在用于电动汽车的内置式永磁同步电机运行时用传感器采样三相定子电流信号ia、ib、ic；采用无位置传感器检测技术得到内置式永磁同步电机的电角速度ω和电角度θ；

s10、将内置式永磁同步电机的三相定子电流信号ia、ib、ic进行clark变换和park变换获得同步旋转dq坐标下的定子电流id、iq；

本发明实施例中，内置式永磁同步电机在dq旋转坐标系下的状态方程可表示为：

其中，ud、uq分别表示d轴与q轴电压,id、iq分别表示d轴与q轴电流,ω表示电角速度,ψf表示转子磁链,pn表示极对数,j表示转动惯量,b表示粘滞摩擦因数,tl为负载转矩；ψf、pn、j、b由电机参数手册得到，id、iq、ω由测量得到；

s20、将同步旋转坐标下的定子电流id、iq和内置式永磁同步电机的电角速度ω作为模型预测控制方法的输入值，通过合并转速-电流为单环控制的方式，在线求解二次型优化控制问题从而获得同步旋转dq坐标下的定子电压ud、uq；

本发明一种优选实施例中，如图2所示，s20具体为：

s201、选取状态变量、设置干扰项和控制策略，建立内置式永磁同步电机的状态方程；

本发明一种优选实施例中，如图3所示，s201具体为：

s2011、构建内置式永磁同步电机的离散状态方程；

具体为：

由上述状态方程可以看出,永磁同步电机是一个典型的非线性多变量强耦合系统.其非线性和耦合项表现在ωid、ωiq上。

采用id＝0的控制策略，忽略掉对系统动态性能影响很小的耦合项ωid，并将耦合项ωiq包含在状态变量中，即令x＝[idiqωiqω]^t；

建立如下的状态方程：

离散化得到离散状态方程：

令其中，ts是离散采样时间，可以得到离散化的状态方程，具体公式如下：

xk+1＝akxk+bkuk+bdkdk(4)

s2012、消除干扰项重构状态方程；

具体为：

在一个采样周期内把负载转矩tl视为常量，则令dk+1＝dk，可以使用增量模型来消除干扰的影响。令△xk+1＝xk+1-xk，则离散系统状态方程化为：

△xk+1＝ak△xk+bk△uk(5)

s2013、重构新的状态变量及状态方程；

由于这里所设置的系统约束包含对q轴电流iq和d轴电流id的约束，为了将限制条件加入优化目标函数中，重新设置状态向量为：

则原增量模型化为：

定义cd＝[00000001]，则系统在k时刻的输出为：

此时，输出yk表示系统在k时刻的电角速度；

s202、结合电机电角速度参考值与实际值的差值、定子电压设置待优化的性能指标；

本发明一种优选实施例中，如图4所示，s202具体为：

s2021、设置电机转速参考值；

k+1时刻电角速度参考值公式如下：

rk+1＝αrk+(1-α)c(1)

其中，rk+1表示期望的k+1时刻的参考电角速度，c表示期望电角速度，rk表示k时刻的实际电角速度，α表示柔化系数，0≤α<1；

s2022、设置目标函数；

其中，v表示性能指标，rk-yk表示k时刻的给定电角速度参考值与实际值的差值，qk表示误差加权因子，pk-1表示控制加权因子，△uk-1表示k-1时刻的控制增量。

s203、设置约束条件，具体为：对同步旋转dq坐标系下的d轴电流id、q轴电流iq和电流iq的变化范围进行约束；具体为：

|id|≤idm

|iq|≤iqm

|△iq|≤△iqm

其中，iqm等于或略小于电机的额定电流；idm取为iqm的1％，△iqm根据经验选取。

s204、将状态方程、目标函数和约束条件进行整合转换为求解一个线性二次型优化控制问题，具体为：在状态方程和约束条件下，获取性能指标最小时所对应的定子电压。

具体公式如下：

其中，v表示性能指标，qk表示误差加权因子，pk表示控制加权因子，cd＝[00000001]，输出yk表示在k时刻的电角速度，rk表示k时刻的参考电角速度，△uk-1表示k-1时刻的控制增量。

本发明一种优选实施例中，上述优化问题可以被转化成一个标准线性二次型优化控制问题，对这个优化问题的求解可以采用matlab自带的工具箱，也可选择其他的如qpoases之类的开源或者其他商业求解器。将求得的最优控制增量进行累加输出即可获得dq坐标系下的定子电压ud、uq。

s30、对同步旋转坐标下的定子电压ud、uq进行反park变换，采用svpwm算法得到逆变器的pwm控制信号，从而通过逆变器控制三相定子电流，使内置式永磁同步电机能实现对转速的控制。

本发明还提出一种内置式永磁同步电机控制系统；

本发明一种优选实施例中，如图5所述，包括：转速和角度计算单元、模型预测控制器、clark变换单元、park变换单元、反park变换单元、svpwm单元和电压源逆变器；

转速和角度计算单元，用于获取内置式永磁同步电机的电角速度和电角度，并发送至模型预测控制器；

本发明实施例中，转速和角度计算单元采用无位置传感器检测技术得到内置式永磁同步电机的电角速度ω和电角度θ；将电角速度ω发送至模型预测控制器中，将电角度θ发送至park变换单元和反park变换单元中；

clark变换单元，用于将内置式永磁同步电机的三相定子电流信号进行clark变换，获得αβ坐标系下的定子电流；

本发明实施例中，在用于电动汽车的内置式永磁同步电机运行时用传感器采样三相定子电流信号ia、ib、ic；将内置式永磁同步电机的三相定子电流信号ia、ib、ic进行clark变换获得αβ坐标系下的定子电流iα、iβ；

park变换单元，用于对αβ坐标系下的定子电流进行park变换，获得同步旋转dq坐标下的定子电流；

本发明实施例中，将αβ坐标系下的定子电流iα、iβ结合电角度θ进行park变换，获得同步旋转dq坐标下的定子电流id、iq，并发送至模型预测控制器中；

模型预测控制器，用于将同步旋转坐标下的定子电流和内置式永磁同步电机的电角速度作为模型预测控制方法的输入值，通过合并转速-电流为单环控制的方式，在线求解二次型优化控制问题从而获得同步旋转坐标下的定子电压；

本发明实施例中，模型预测控制器内置程序指令，以执行上文中所述步骤s20内的步骤，具体如下：

由上述状态方程可以看出,永磁同步电机是一个典型的非线性多变量强耦合系统.其非线性和耦合项表现在ωid、ωiq上；采用id＝0的控制策略，忽略掉对系统动态性能影响很小的耦合项ωid，并将耦合项ωiq包含在状态变量中，即令x＝[idiqωiqω]^t；

建立如下的状态方程：

离散化得到离散状态方程：

令其中，ts是离散采样时间，可以得到离散化的状态方程，具体公式如下：

xk+1＝akxk+bkuk+bdkdk(4)

在一个采样周期内把负载转矩tl视为常量，则令dk+1＝dk，可以使用增量模型来消除干扰的影响。令△xk+1＝xk+1-xk，则离散系统状态方程化为：

△xk+1＝ak△xk+bk△uk(5)

由于这里所设置的系统约束包含对q轴电流iq和d轴电流id的约束，为了将限制条件加入优化目标函数中，重新设置状态向量为：则原增量模型化为：

定义cd＝[00000001]，则系统在k时刻的输出为：

此时，输出yk表示系统在k时刻的电角速度；

设置电机电角速度参考值，k+1时刻电角速度参考值公式如下：

rk+1＝αrk+(1-α)c(1)

其中，rk+1表示期望的k+1时刻的参考电角速度，c表示期望电角速度，rk表示k时刻的实际电角速度，α表示柔化系数，0≤α<1；

设置目标函数；

设置约束条件，具体为：

|id|≤idm

|iq|≤iqm

|△iq|≤△iqm

其中，iqm等于或略小于电机的额定电流，idm可以取iqm的1％，△iqm根据经验选取。

将状态方程、目标函数和约束条件进行整合转换为求解一个线性二次型优化控制问题，具体为：在状态方程和约束条件下，获取性能指标最小时所对应的定子电压。

具体公式如下：

本发明一种优选实施例中，上述优化问题可以被转化成一个标准线性二次型优化控制问题，对这个优化问题的求解可以采用matlab自带的工具箱，也可选择其他的如qpoases之类的开源或者其他商业求解器。将求得的最优控制增量进行累加输出即可获得dq坐标系下的定子电压ud、uq；

本发明实施例中，模型预测控制器将所获的dq坐标系下的定子电压ud、uq发送至反park变换单元中；

反park变换单元，用于对同步旋转坐标下的定子电压ud、uq进行反park变换，获得αβ坐标下的定子电压uα、uβ；将定子电压uα、uβ发送至svpwm单元中；

svpwm单元，用于通过svpwm方法获得pwm控制信号，发送至电压源逆变器中；

电压源逆变器，用于根据pwm控制信号控制三相定子电流，进而控制内置式永磁同步电机的转速。

本发明一种优选实施例中，为了验证本发明所提出的模型预测控制器对内置式永磁同步电机的有效性，将模型预测控制下的内置式永磁同步电机与传统pi调节器控制下的转速、电流响应曲线进行了对比分析。

在simulink中建立如图5所示的仿真模型。仿真条件为：系统仿真时间为0.6s,初始给定转速为1000r/min，并在0.4s时下降到500r/min；初始给定负载转矩为0n.m，0.3s时突加50n.m的负载转矩并保持不变。

图6是模型预测控制控制方法和传统pi控制方法下的内置式永磁同步电机转速响应对比图。由图可知，采用mpc控制器的电机在到达给定速度时没有超调,在突加50n.m负载转矩时，转速只有极小下降且在很短时间便恢复给定值运行，在0.4s给定转速下降到500r/min时，能迅速跟随给定转速，且在到达给定转速时无超调，相比于传统的pi控制，具有明显的优势。

图7和图8分别是模型预测控制控制方法和传统pi控制方法下的内置式永磁同步电机d轴电流和q轴电流响应对比图。图7中id基本为0，只在稳态时在0值附近作微小振荡，平均值为0。mpc相比于pi,在运行条件变化时的峰值更小。图8中在启动阶段,iq迅速达到限定值,使电磁转矩最大以快速提升电机转速,在达到给定值时迅速下降至0,进入稳态运行；突加负载转矩后,q轴电流迅速增大,以抵抗负载扰动,电机很快恢复给定转速；转速下降时,q轴电流迅速变为反向最大值,产生最大反向电磁转矩以使电机快速制动,并在电机转速达到给定值时重新恢复稳态,由mpc与pi对比可以看出,相比于pi,采用mpc的曲线基本没有超调且调节时间更短,显示了mpc控制方法的优越性。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是在本发明的发明构思下，利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接/间接运用在其他相关的技术领域均包括在本发明的专利保护范围内。