命令单相谐振变换器的反馈方法、相关的单相谐振变换器以及多相谐振变换器与流程

本公开涉及谐振变换器并且更具体地涉及命令单相谐振变换器的反馈方法、相关的单相谐振变换器以及多相谐振变换器。

背景技术：

在服务器和数据中心领域的配电不断扩张。对于这些电子设备的不断改进，期望最大化为它们供电的电压变换器的效率，以便降低用于提供相同的使用功率所提供的功率，以便限制环境中的热耗散，它们被安装在环境中并且因此功率由有关的冷却器具吸收。

存在由市电电压供电以生成针对处理器的vcpu供电电压的各种电压分配系统。目前，市电电压被变换为通过主供电总线分配的第一电压，然后被变换为分布在中间总线上的第二更低电压(通常12v)并且最终变换为处理器的供电电压vcpu。为了优化处理器上游的系统的效率，主供电总线处在48v的电压。

因此应当选择，要么通过12v的中间总线使用48v的主供电总线以便缩短瞬变响应，要么直接从48v的总线以便增加变换效率，来调节处理器的电压。

用于在两级系统(48v-12v-vcpu)中实现第二变换的解决方案是使用多相切换调节器，其允许具有对负载瞬变的最优响应、从负载汲取电流(汲取模式)的可能性以及保持该级本身的良好效率。在多相降压变换器中，由于不同的控制技术，有可能满足对于负载瞬变以及对于参考电压的变化的响应规格。然而，这些变换器以低占空比工作，并且提供双重电压变换，从供电总线电压48v变换下降到最终电压vcpu，生成中间电压12v。

使用电压谐振变换器来生成适于对处理器供电的电平的已调节电压是已知的。l.huber等人的文章“1.8mhz48vresonantvrm:analysis,designandperformanceevaluation”,ieeetrans.onpowerelectronics,vol.21,no.1,january2006，公开了图1中示出的类型的电压谐振变换器。它具有初级半桥切换级，用于促使ac电流通过初级绕组，初级绕组由与次级绕组磁耦合的n个环组成，次级绕组与用于形成谐振电路的电容并联电连接。第一次级电感器lf1和第二次级电感器lf2协作以便向负载load提供所请求的电流io。次级电感器lf1和lf2上的电压在它们之间是异相的，并且它们的相互异相通过由图2中的命令电路所命令的开关q1和q2进行调节，以便调节负载处的电压vo。命令电路实现固定频率控制技术，其中通过使在次级侧处的开关的接通/关断(on/off)信号sr相对于在初级侧处的半桥的开关的接通/关断信号异相来获得在次级电感器lf1和lf2之间的期望的异相。该异相通过误差放大器ea的电压并且因此通过输出电压vo和参考电压之间的差值来确定。

该解决方案的优点是并联连接模块的可能性，因为它工作在固定频率并且因此模块可以轻易地操作为在其间交错。

然而，它呈现众多缺点，其中：

1)由于固定的工作频率而对负载变化的响应的延迟；

2)在次级电感器处的依赖于由误差放大器ea操作的补偿的电压动态特性；

3)仅在特定占空比的系统效率最优；

4)由于复杂的控制规律带来的补偿的困难；

5)它不允许以汲取模式工作。

由于高切换频率(通常是1.8mhz等量物)的使用，第一个缺点被最小化，但是该选择意味着在初级侧(hb)处和在次级侧(sr)处切换损耗(通常是mosfet的切换损耗)的增加。

第二个缺点是非常危险的，因为它可能会危及变换器的可靠性。事实上，次级电感器的充电阶段的持续时间由误差放大器ea确定，在过于激进的补偿，甚至是不稳定的补偿的情况下，在初级侧上的漏电感可以是过度的，并且可能将在次级电感器处的电压增加到可能使次级开关(通常地，mosfet)在相应的安全操作区以外工作的值。

此外，第三个缺点是由于固定的工作频率。次级侧的每个半波在次级电感器处的持续时间本质上由变换器的谐振频率确定，谐振频率是固定的量并且为了简单起见假设该半波是矩形的。因此，为了调节具有特定占空比的电压，变换器必须通过对漏电感预充电而增加次级侧处的半波的峰值。由命令回路施加的这个行为使得流过mosfet的电流的rms值大于对于以任何占空比递送输出电流所要求的最小值。最优化将仅发生在输出电压处，使得次级侧的半波的峰值与按照变压器的因子n缩放的输入电压(加上由于谐振的最终差值)相当。

该输出电压是约vout＝tres/tsw*vin，其中vin是输入电压，tres是次级侧的每个半波的持续时间，等于谐振周期，tsw是次级侧处每个开关的切换频率的倒数。

技术实现要素：

将期望实现直接从48v的总线下降到微处理器的(或者通用低电压负载的)供电电压的电压变换，确保反馈回路在所有运行条件下的稳定性，并且当参考电压和输入电压变化时保持调制增益恒定。使用该技术，将获得高效率的变换并且同时将获得与降压变换器、最终也与多相降压变换器的响应可比的对负载瞬变或者对参考变化的快速响应。

本公开的一个实施例是谐振变换器，包括：

初级切换电路，至少具有初级绕组和被配置为驱动所述初级绕组的初级全桥切换级，

次级谐振电路，具有与初级绕组磁耦合的次级绕组、与次级绕组并联电连接的谐振电容器(cr)、分别连接在变换器的输出端子和谐振电容器(cr)的相应端子之间的第一次级电感器(l1)和第二次级电感器(l2)，

次级整流级，与谐振电容器(cr)并联电连接，具有连接以形成具有连接到地的中间抽头的半桥的第一和第二两个开关，以及

反馈命令电路，被配置为：

将代表在谐振变换器的输出端子处可获得的输出电压(vout)和通过所述输出端子递送的输出电流(kiout)的反馈信号(vout、kiout)接收进输入，

将在所述谐振电容器(cr)的端子处可获得的参考地的电压(ph1、ph2)接收进输入，

接通/关断所述初级切换级的和次级整流级的开关，

将在所述谐振电容器(cr)的端子处可获得的参考地的电压接收进输入。

当该谐振电容器被命令使得循环地执行以下操作序列时，它呈现高变换效率和与降压变换器的对负载瞬变的响应时间相当的对负载瞬变的响应时间：

1)stop1，接通初级切换级的低侧开关以及所述次级整流级的两个开关，并且关断初级切换级的高侧开关；

2)energy1+start1，切换初级切换级的开关以便使用正半波激励初级电路，同时保持次级整流级的开关接通并且监测流过次级整流级的所述第一开关的电流；

3)release1，当检测到流经所述第一开关的电流的过零条件时，关断次级整流级的第一开关并且监测第一开关处的电压；

执行以下两个操作之一：

4a)discharge1，在次级整流级的第一开关处的电压无效之前，关断低侧开关并接通所述初级切换级的高侧开关。

或者

4b)rectification1，在次级整流级的第一开关处的电已经被无效之后，切换初级切换级的开关使得用正半波激励初级电路，从而保持次级整流级的开关接通；

执行从1到4a或4b的步骤，在它们之间交换初级切换级的高侧和低侧开关的角色，在它们之间交换次级整流级的第一开关和第二开关的角色以便使用正半波激励初级电路。

进一步有可能通过在它们之间并联连接本公开的多个单相谐振变换器来实现多相谐振变换器。

提交的权利要求是本说明书的组成部分并且通过引用并入本文。

附图说明

图1示出了已知的谐振变换器。

图2描绘了图1中的已知变换器的命令电路。

从图3至图5示出了根据本公开的谐振变换器的不同实施例。

从图6至图11示出了根据本公开的用于实现命令的相关方法的变换器的不同的运行条件。

图12是当根据本公开的方法的图3和图5的变换器在被命令时的主信号的时间图形。

图13是图示了在图4的变换器中的根据本公开的命令的方法的状态图。

图14是图示了在图3的变换器中的根据本公开的命令的方法的有限状态图。

图15是图示了如何确定对地的电压ph1和ph2的等效电压vin_eq的值的时间图形。

图16示出了根据本公开的用于单相谐振变换器的模拟控制电路。

图17是图16的控制电路的主信号的时间图形。

图18示出了根据本公开的用于单相谐振变换器的另一模拟控制电路。

图19示出了根据本公开的用于单相谐振变换器的另一数字控制电路。

图20图示了包括并联连接的多个本公开的谐振变换器的多相谐振变换器。

图21示出了用于图20的多相谐振变换器的控制电路。

图22是图21的多相谐振变换器的主信号的时间图形。

图23a和图23b是图示图21的控制电路如何起作用以均衡由图20的多相谐振变换器的多个相所递送的电流的时间图形。

图24示出了用于图20的多相谐振变换器的控制电路。

具体实施方式

在图3至图5中示出了根据本公开的谐振变换器的备选实施例。它具有全桥拓扑，具有次级的谐振电容器(cr)。

阻塞电容器cdc是可选的；它的功能是阻塞初级侧处的dc成分以便允许只流通ac电流。

本文所提出的变换器10具有能够从使能控制器14接收信号的整流级12，控制器14使能整流级。一旦整流级12的逻辑电路装置15接收到信号start(开始)，当且仅当次级侧的电压ph1(ph2)为正(电流进入mosfet)，mosfetr1(r2)将会被“释放”(关断)，只要电压ph1(ph2)达到0v，其被闭合。从此刻起，mosfetr1(r2)将保持接通直到下一个脉冲start，即使通过mosfetr1(r2)的电流进入其中。换句话说，在信号start的周期期间，mosfetr1(r2)只被“释放”(关断)一次。不同地，在这些运行条件下，每次流经的电流变为正时，公共整流级将释放mosfetr1或r2。

信号start可以是专用信号，即对于每个mosfetr1和r2有一个相应的信号，或者单个信号。在专用信号的情况下，每个mosfetr1或r2将在这样的时刻被接通(总是如此，根据上文所描述的相关电压ph)，在该时刻如果当高时信号是活动的，则信号start将从状态0切换到状态1，或者如果当低时信号是活动的，则从状态1切换到状态0。在对于两个mosfetr1和r2公共的单个信号start的情况下，mosfetr1或者r2可以由变迁边缘0/1接通(总是如此，根据上文所描述的相关电压ph)，并且其他mosfet可以由变迁边缘1/0接通，因此在控制器14和整流级12之间建立单线通信。

更详细地，流经开关(通常为mosfet)的电流通过在下文中描述的运行阶段被最小化。

在以下描述中，假定变压器16的磁化电感远远大于漏电感lleak。

电路的谐振时间束缚于漏电感lleak的存在、电容cr和相同的电感l1和l2。假设阻塞电容cdc远远大于(至少一个数量级)参考初级侧的表观谐振电容cr/n²，则可以将单相变换器的谐振周期tres估算如下：

因此，它是已知的设计参数。

全桥级18由驱动器20、22以可变频率相移模式驱动，驱动器由控制器14通过隔离模块24控制。在谐振电容器cr的端子处的电压phx和phy在它们之间按照恒定时间t异相，t是变换器的设计参数。

根据本公开的方法，如在图6至图11以及在图12的时间图形中图示的，循环地执行以下以下操作序列：

1)stop1(图6)：

初级侧的低侧开关(lx、ly)以及整流级的第一开关r1和第二开关r2(通常为mosfet)是接通的。以这种方式，通过漏电感的电流恒定，电压ph1和ph2是无效的(null)，并且通过mosfetr1和r2的电流分别等于分别流经电感l1和l2的电流il1和il2。mosfetr1和r2不被关断直到信号start1的下一个边缘；

2)energy1+start2(图7)：

初级侧的对角线xy的开关(hx和ly)是接通的并且整流级12的mosfet(r1和r2)是接通的(次级侧短路)。以这种方式，流经漏电感lleak的电流取决于输入电压vin线性地增加(正半波)，并且因此在变压器的次级侧处的电流isec线性地增加。电压ph1和ph2是无效的并且流过第一开关r1和第二开关r2的电流分别等于电流il1-isec和il2+isec(图7)。在该操作期间，如果流经的电流变得大于0(向地流动)，则信号start1被切换为活动的并且从该时刻起，次级侧处的整流级可以“释放”(关断)第一开关r1(在该情况下)，并且因此存在流经mosfet的电流(即电压ph1变为正)的零电流检测zcd；

3)release1(图8)：

当流经mosfetr1的电流变为无效时，这意味着isec＝il1。在该阶段中，mosfet被“释放”(关断)并且流经漏电感的电流根据谐振律增加，因此电压ph2是无效的(r2接通)并且电压ph1根据谐振率增加。

因此，依赖于初级侧处的对角的开关的接通持续时间并且依赖于输出负载可能存在两个运行区。事实上，如果保持对角的接通时间tshift(恒定接通时间)恒定，则可能输出的电荷由部件和系统的物理量限制。用于激励电感的时间的总和取决于输出电流iout、通过电感l1和l2的电流纹波δiripple、漏电感lleak和输入电压vin，该用于激励电感的时间的总和加上谐振周期tres的一半将不大于对角开关的接通持续时间：

很清楚对角开关的接通时间tshift将满足某些规格，以便确保初级侧处的零电压切换(zvs)并且在zvs条件下在变迁期间不因为在初级侧处的功率mosfet的续流二极管而浪费功率。

为了确保在所有运行条件下的初级侧处的zvs条件，可以使得接通时间tshift比谐振时间更大。

4a)discharge1(图9)：

在电压ph1达到0v之前，对角的开关被关断。通过接通两个高侧mosfethx和hy，初级侧被短路。在初级侧流动的电流保持恒定。对地电压ph2是无效的，电压ph1降低并且电流流经电感器l1。

4b)rectification1(图10至图11)：

在电压ph1已经达到0v之后，对角的开关被关断。在该运行条件下，电压ph1已经降低到0v。当无效电压ph1被检测到时(zvd-零电压检测)，mosfetr1被接通并且将保持接通直到信号start的下一个活动边缘。

对角的开关xy仍然接通并且漏电感被用输入电压线性充电。

从1)到4a)或4b)的步骤被循环重复，在它们之间交换低侧开关和高侧开关的角色以及第一开关和第二开关的角色，并且促使负半波通过初级电路，而不是通过对比像上述操作2)期间所做的那样促使正半波通过初级电路。

为了使该方法如何继续更加清晰，仅更加详细地说明以下操作：

5)stop2：

该操作是操作stop1的对偶操作，尽管初级电路由高侧mosfethx和hy短路。在次级侧处的mosfet是接通的并且将保持接通直到信号start1的下一活动边缘。

将不进一步地讨论与第二对角的开关yx和整流器开关r2的接通有关的运行，因为它类似于前面的运行，只是交换了对角和通过l2和l1的电流，并且信号start2类似于信号start1。

根据本公开的一个实施例的控制方法的特征是其中开关特别是整流级的开关被驱动的方式。在初级侧处有对角的恒定接通时间(tshift)，而整流级12的mosfetr1和r2的接通时间取决于参考地的电压ph1和ph2并且取决于信号start1和start2。因此，整流级12不是经典整流级，经典整流级每次电流变为正时，断开开关r1或r2并且每当相应的电压ph1或ph2变为负时，接通开关r1或r2；而是实现闩锁运行模式的整流级。事实上，信号start并不对应于整流级的mosfet的释放(关断)或者直接接通，而是对应于当电流变为正时(尽管当信号start的活动边缘被发出时电流不需要为正/负)使能mosfet的释放。

一旦mosfet被释放(关断)，在约等于谐振周期的时间后，参考地的电压ph1(ph2)将达到整流级的相应开关的zvs(零电压切换)条件，其中整流级的相应开关将被接通。整流级的这个开关将保持接通直到信号start的下一活动边缘，独立于流经其的电流是正/负的事实。

根据一个实施例，有可能仅使用一个信号start并且使用它的前沿用于接通r1以及使用它的后沿用于接通r2。

信号start以与初级侧处的对角的每个接通的可编程的延迟切换到高或切换到低(依赖于将要被使能的mosfet)。如果直到下一循环没有确定mosfetr1或r2的接通的信号start，则特别是在低电流下，这样的运行条件可以发生，在该运行条件下次级侧处的电流变得大于流经相应电感l1或l2的电流，关断r1或r2。这个情况可能导致在低电流下变换器的不稳定，因为控制规律根本上发生改变。

信号start可以用于关断次级侧处的mosfet。当在低逻辑电平和高逻辑电平之间的中间电压(电压的值不重要)驱动该信号时，则整流级的驱动器将连接以将两个mosfet的栅极接地。高阻抗运行条件可以用单线通信(start)以及双线通信(start1/start2)实现。

图13和图14示出了使用两个信号start1/start2或单个信号start以及使能信号enable的mosfetr1和r2的驱动算法的示例实施例。除了逻辑电平高1和低0之外，还有对应于高阻抗状态的电平hiz。信号watchdog指明最大可容许等待时间已经过去。

信号zcd1和zcd2代表流经mosfetr1和r2的电流的零电流检测比较器的输出。例如，当基本上来自变压器次级侧的电流大于流经电感器l1的电流时，也就是通过mosfetr1的电流变为正(从漏极进入，因此来自电压ph1处的节点)时，信号zcd1等于1。

信号zvd1和zvd2代表当有关的mosfetr1或r2关断时分别监测电压ph1和ph2的零电压检测比较器的输出。这些比较器物理上可以由相同的零电流检测比较器代表。事实上，它们感测电压ph1(ph2)：当相应的mosfet接通时(使用zcd模式)，该电压由在接通电阻rdson与流经mosfet的电流i之间的乘积rdson*i给出；当相应的mosfet关断时(使用zvd模式)，信号zvd当电压ph1为负时等于1。

信号enable使能整流阶段，整流阶段可以通过信号enable以及通过信号start而被置于高阻抗条件hiz。条件start＝hiz或者enable＝0在任何状态都是活动的并且将异步状态机带回复位状态。

如图12所示，信号start是相对于初级侧的半桥的驱动信号cmdx延迟一个时间tstart的信号。时间tstart不一定必须大于零，而是也可能是无效的：在这个情况下，信号start将与驱动信号cmdx重合。

整流阶段的运行逻辑可以操作在对偶方式中，也就是使用反转的信号start，因此条件start＝1使能mosfetr1的释放并且start＝0使能mosfetr1的释放。

mosfetr1和r2可以由命令电路(借助于驱动器driver)使用内部信号start直接驱动。只有功率mosfetr1和r2的栅极的驱动信号将是可用的。在这个情况下，mosfet的接通逻辑与上文所示的相同。zcd和zvd信息从电压ph1和ph2收集，因为当mosfetr1(r2)接通时，参考地的相对电压ph1(ph2)为rdson*i并且因此当通过mosfet的电流等于零(zcd条件)时，ph1(ph2)为0，而当mosfet关断时，条件ph1(ph2)＝0代表zvd条件。

有时很难实现零电流的精确检测(zcd)，因为电压ph1(ph2)是小的，因为相应mosfet的接通电阻rdon是小的，并且它由于总体上电路为并且具体为mosfet的寄生电感造成的波动而被噪声强烈破坏。在这个情况下，有可能选择当发出信号start时，立即关断mosfetr1(r2)并且在用于掩蔽相应zvd比较器的输出的适当的延迟后，最终接通mosfet。在这些条件下，当负载电流增加时，释放的mosfet的体-漏极本征二极管可以接通，而电流仍然为负。在这个情况下，由于该本征二极管的接通而有很小的效率损失。

如上所述，系统的切换频率变化以便优化效率，因为在次级侧处的接通时间与电路的谐振直接有关：

作为恒定接通时间(由谐振确定)系统并且为了通过比严格需要更多地对漏电感进行预充电不增加电感器中焦耳效应的损失，变换器可以取决于输入电压vin和输出电压vout改变其切换频率。参考图15，通过用相等面积的矩形信号近似电压ph1(ph2)，有可能写为：

vout＝vin_eq·tshift·fsw

在该拓扑中，为了优化效率，等效电压vin_eq仅依赖于电压vin和数字n(变压器的变压比)，并且假如接通时间tshift固定并由谐振网络确定，当输入电压vin或输出电压vout改变时，切换频率应当改变。

图16、图18和图19描绘了根据本公开的用于变换器的控制电路的实施例。在这些控制电路中，存在误差生成和补偿模块40(或者通过模拟数字变换器(adc)54耦合的误差放大器(ea)50和补偿模块52)，其生成调节误差并且执行补偿操作。在模拟实施例(图16和图19)中，它可以由具有补偿网络的误差放大器代表，而在数字实施例(图18)中，它可以由误差放大器、模拟数字变换器adc和pid滤波器代表。

图17的时间图形图示了驱动电路单元接通管理(cellturnonmanagement)是如何生成信号cmdx、cmdy和start的。

加法器42生成信号cnt，作为在由误差生成器和补偿模块40所提供的信号与正比于参考ref/g的信号之间的总和，信号cnt在模拟电压受控振荡器(vco)44(或者数字vco56)处接收进输入。

依赖于实施例，数字56或模拟44电压受控振荡器具有与输入电压vin成比例改变的增益。特别地，它的增益，即输出信号ckmain的频率除以输入信号cnt的值，当电压vin增加时，将以反比律降低。这个前馈允许当输入电压vin改变时保持整个系统的增益恒定并且因此保持回路稳定。

一旦变换器的占空比duty已经固定(由于上文所说明的闩锁整流级的使用)，它将等于：

fsw为信号ckmain的切换频率。

在调制增益gmod反比于等效电压vin_eq的情况下，实现前馈控制并且整个系统的增益g保持恒定。因此：

comp为稳态条件下的控制值。

由于vco的增益gvco为：

则：

vco的输入值，在这个情况下由稳态条件下的comp表示，将等于：

鉴于很多时候，为了调节的精度的原因，使用积分器用于执行回路补偿，以便优化对参考ref的瞬变的响应，有可能当参考ref变化时尽可能地保持控制值comp恒定，以便不对补偿中的积分部件充电或放电，从而缩短由于参考变化的瞬变。

如前面所计算的那样，鉴于当参考变化时vco的输入值为vout/g，也即要添加的偏移值。以这种方式，通过增加等于信号comp的量，该控制值comp当参考改变时将保持恒定，并且其值不被修改，因此以这种方式，滤波器pin的压力当参考改变时降低，从而使得响应更快。

为了做到这点，有可能在控制值comp和调制器(其输入由vco表示)之间插入偏移offset。该偏移等于调节器的参考值和调制器的增益之间的比率：

鉴于在许多情况下，vout的值与参考值ref相一致，或者它是其放大的复制品(在来自电压vout的反馈的部分到误差放大器的情况下)，所以能够写出：

在这种情况下，在vco的每个时钟脉冲(ckmain)处，由成对的hx-ly(对角x)和hy-lx的(对角y)所表示的初级侧的对角的开关被接通。

对于恒定接通时间控制技术，每个对角被接通持续等于tshift(可设置参数)的恒定时间。

每当生成时钟脉冲ckmain，信号start改变其状态，使得与接通的对角相干。实际上，当对角x接通时，只要通过mosfet的电流变为正，将发出释放mosfetr1的使能；反之亦然，当对角y接通时，将给出释放mosfetr2的使能。

信号start可能相对于对角的驱动信号而被延迟，使得补偿在控制器和初级侧处的开关的实际驱动之间的延迟。

为了传递超过单相谐振变换器的功率的功率，可以通过并联连接多个单元来使用在图20和21中所示类型的多相谐振变换器，如对于公共多相降压变换器所做的那样。在图21的示例中，单元接通管理模块601、602、...、60n借助于相应的使能信号en1、en2、...、enn被可选地使能/禁用。在图22中示出了图20和图21的多相变换器的主信号的示例性时间图形。

vco44的时钟ckman通过交错管理模块62被分配到单个单相单元601、602、...、60n，作为时钟信号ck1、ck2、...、ckn，并且单元的电流被均衡以防止可靠性问题。

因为并联的n个单元之间的最终失配，由单元递送的电流可能失衡。在恒定接通时间降压控制器中，多相变换器的相之间的共享的电流根据电流共享误差通过单相的接通时间的变化进行管理。图23a中描绘了在本公开的多相变换器的并联连接的两个单元之间的失配的示例。例如，如果两个单元的谐振频率是不同的，则电压ph1(或ph2)有不同的持续时间ton，但电压峰值是相等的。在这种情况下，单个单元的电压ph1和ph2的平均值将是不同的(各种电压ph1和ph2由主vco以相同的频率驱动)，从而并联连接其中存在不同电流的单元。在图23a的实施例中，单元2(由其电压ph1表示)将具有小于单元1的值的调节等效电压vin_eq2的值，因而它将倾向于递送更少的电流。

在本公开的多相变换器中，优选地，电流共享并不通过调整初级侧处的对角开关的接通时间(ton)管理，而是通过从控制器到整流级的信号start管理。信号start将由编程最小延迟时间tstart表征并且使得补偿在控制器和初级侧处的对角开关的驱动(借助于光隔离器、初级驱动器、线实现)之间的最终延迟。

电流共享管理模块64感测通过每个单元的电流和单元的平均电流iavg之间的差别。如果误差为正(单元电流小于单元的平均电流)，则增加单元n的延迟时间tstartn；如果电流的误差为负(单元电流大于单元的平均电流)，则将单元n的延迟时间tstartn减少到由系统设置的最小值。在递送更少电流的单元中，初级侧处漏电感的激励将被增加，因此在次级侧处的电压ph1(或ph2)将具有增加的峰值，而次级侧处的正(负)半波的持续时间ton将基本上恒定并且由单元n的谐振频率确定。

图23b中示出了使用信号tstart由电流共享执行的校正的结果的示例。电流均衡是在不改变次级侧的半波ph1(ph2)的持续时间ton(即其是固定的，并且是谐振周期的函数)的情况下完成的，如同对照而言像发生在传统的多相降压变换器中一样，但通过增加漏电感的激励(以单元的效率为代价)来完成增加半波ph1(ph2)的峰值。

图24示出了用于生成通用单元n的信号start的电路的框图。加法器70生成由单元递送的平均电流iavg和由单元n递送的电流ioutn之间的差信号ierr。信号ierr被发送到使用通用滤波器系数kp和ki(大于或等于0)的通用pi(比例-积分)滤波器72。pi滤波器72的输出csdelay将允许借助于可调延迟线74、76生成可调整的延迟。上游的延迟线74默认生成具有最小延迟tstartmin的信号start，其可以被下游的延迟线76进一步地延迟，使得信号startn相对于命令cmdxn通过通用单元n被延迟时间tstartn，若单元的平均电流大于单元n的电流。

上述的各种实施例可被组合以提供进一步的实施例。可以根据上述详细描述对实施例做出这些和其他变化。通常，在下文的权利要求中，使用的术语不应该被解释为将权利要求限制到在说明书和权利要求书中所公开的特定实施例，而应被解释为包括所有可能的实施例连同这些权利要求有权享有的等效方案的全部范围。因此，权利要求不受本公开的限制。