一种新型的大容量多电平混合箝位型拓扑结构及拓扑方法与流程
本发明设计一种新型混合式箝位型多电平变换器，属于电力电子变换器领域。
背景技术：
研究多电平拓扑的目的为了实现多电平的输出电压，以使变换器能应用于更高的电压场合，提高输出电压谐波性能。为了解决串联器件同时导通和关断的问题，20世纪80年代以来，人们发展了新型的多电平变换器。多电平变换器被分为二极管箝位型、飞跨电容型和级联型三种基本类型。随着电平数的增加，其所需箝位器件数成2倍甚至平方关系增长，除了增加系统成本和控制复杂程度外，大量的器件意味着发生故障的可能性增大。各种电压型多电平变换器相继被提出，其控制性能得到很大的提高，因此成为高压大容量电力电子系统的发展方向，并在大容量功率变换领域得到广泛应用。
多电平功率逆变技术主要包括:多电平逆变器拓扑、多电平调制策略及提高多电平逆变器运行性能的相关控制策略。但传统的多电平逆变器所需功率器件较多、结构复杂，造成体积大、效率低、成本高等问题，极大地限制了其实际应用范围。但这种混合多电平逆变器作为一种新颖的概念被提出不久，还处于初步研究阶段，由于混合多电平拓扑的组合形式繁多，国内外还没有形成统一模式的结构，多是从性价比上对其实用化作出评价。而这种混合多电平逆变器的运行性能，取决于合适的混合多电平调制策略及其相关控制策略。目前，混合多电平调制策略仍处于不断的发展阶段，并非如传统多电平调制策略那样具有了系统的研究，更缺乏对同类混合拓扑控制的通用性研究。混合拓扑硬件结构上的非对称性在简化拓扑的同时，势必带来诸如混合功率单元间连续交换能量、电容电压不平衡、开关损耗较大、功率单元输出不均衡等问题，阻碍着混合多电平逆变器在高压大功率驱动场合的实际应用。针对这些现实问题，需要通过构建出合理的混合多电平拓扑及其调制、控制策略来进行行之有效地解决。目前还未见报道。
技术实现要素：
发明目的：
本发明提出一种一种新型的大容量多电平混合箝位型拓扑结构及拓扑方法，其目的是解决在普通二极管箝位npc拓扑中，桥臂内侧的器件存在关断过电压的问题，可以为电流提供双向通路。和普通的电容箝位拓扑相比，这种拓扑仅在结构上增加了两个二极管d1和d2,但是正是由于两个箝位二极管的存在，解决了不少问题。
技术方案：
一种新型的大容量多电平混合箝位型拓扑结构，其特征在于：该结构为三相四桥臂结构，在传统混合三相结构上增加了一个桥臂，专门用来箝位用的，并且此结构并不需要附加电压平衡电路和使用独立直流电压源，不管在什么负载特性下，自身都能够实现中点电位平衡；并且对传统的箝位器件进行了改进，把三相四桥臂拓扑的二极管箝位器件改成了电容箝位，通过增加有源开关管作为箝位器件，该拓扑实现了电流双向通路，改善了电容电压不平衡问题。
利用上述的一种新型的大容量多电平混合箝位型拓扑结构所实施的拓扑方法，其特征在于：电平逆变器两端，使输出电平由四电平提升为五电平；第一晶体管sal和第八晶体管sa8同时也和箝位igbt第二晶体管sc2,第三晶体管sc3,第四晶体管sc4,第五晶体管sc5,第六晶体管sc6，第七晶体管sc7一起实现直流母线电容第一电容c1,第二电容c2,第三电容c3,第四电容c4和箝位二极管第一二极管d1,第二二极管d2,第三二极管d3之间的并联；为了保持直流母线电容和箱位二极管电压平衡，二极管必须在一个调制周期内和不同电容并联，因此第一晶体管sal,第三晶体管sc3,第五晶体管sc5和第七晶体管sc7开关状态一致，第二晶体管sc2、第四晶体管sc4,第六晶体管sc6和第八晶体管sa8开关状态一致，(sa1和sa8串联为一组),(sc3和sc4串联为一组),(sc5和sc6串联为一组),(sc7和sa8串联为一组)串联后的四组分别并联在电容两端的开关对开通互补；当sal导通时，箝位二极管d1,d2,d3分别和直流母线电容c1,c2,c3并联；当sal断开时，箝位二极管d1,d2,d3则分别和直流母线电容c2,c3,c4并联；两并联的电容会根据之间的电压差进行充放电来保持二者电压的近似相等；所以当sal导通有c1＝d1,c2＝d2,c3＝d3；sa1断开时有c2＝d1,c3＝d2,c4＝d3；可见箝位二极管d1,d2,d3起到桥梁作用，使得c1＝d1＝c2,c2＝d2＝c3,c3＝d3＝c4，即c1＝c2＝c3＝c4＝d1＝d2＝d3，实现电容电压的自平衡。
该方法利用了大量的电容器件，最重要的一个环节就是对悬浮电容参数的选择，电容箝位型多电平变换器的优良特性都是基于悬浮电容电压分布平衡这一前提条件的。本发明提出一个悬浮电容的选取办法，由于悬浮电容的电压等级相差很大，如果基于上述原则选择电容容量，那么将导致高电压等级的电容电压波动量远大于低电压等级的波动量造成电力器件所承受的阻断电压不均衡。
悬浮电容的选取办法，由于悬浮电容的电压等级相差很大，如果基于上述原则选择电容容量，那么将导致高电压等级的电容电压波动量远大于低电压等级的波动量造成电力器件所承受的阻断电压不均衡，单元电压波动方程为：
为保证各功率开关承受均衡的阻断电压，各单元电压的波动幅值相等；
要对电容参数进行优化选择，悬浮电容参数的优化选择问题是以保证各单元电压变化均衡并且波动范围不超过允许值为准。基于占空比调节pwm方法时，假设单元电压允许波动的峰-峰值为2εvcel,k,则当负载为纯电阻时，所需最小悬浮电容量为
其中，imax为负载电流基波幅值，ts为开关周期，n为电平数。当负载成感性
0≤cosθ≤1-(2/n)
时所需的最小悬浮容量为
优点效果：
混合多电平逆变技术是一种特点鲜明的创新技术，它不仅能充分利用功率器件的特性，而且还推动着多电平调制策略的进一步理论研究。混合箝位三相四桥臂的多电平变换器显著优点是逆变器电平数易扩展，逆变器的控制也非常灵活，而且只需要一个独立的直流电源，整流侧的设计非常简单。当整流侧采用类似的结构时，逆变器可以四象限运行，特别适合交流传动应用场合。
假如没有二极管d1和d2，由于线路中存在杂散电感，sa1两端会产生感应电势。但由于箝位电容的存在，使得sa1两端电压最终被箝位在c1的电压上，过电压不会维持；对于sa4箝位原理和sa1相同；但对于sa2或sa3来说，情况有所不同，二极管d1和d2无法为其提供箝位通路。当电平数增加时，除了外围的6个器件，所有内侧开关器件都有可能需要辅助吸收回路，这就大大增加了系统的复杂程度，也提高了成本。加入了二极管后和箝位电容构成箝为电路，使得sa2或sa3关断时产生的过电压被箝位。在开关模式方面，该拓扑比电容箝位式更加灵活。
本发明又延伸到三相混合箝位式三电平拓扑结构，对比普通的二极管箝位型三电平结构，它在每个桥臂的二极管后增加了一个箝位电容，这种结构不但解决了二极管串联问题，且所加电容充放电，能减小直流侧电容电压的不平衡性。所加电容能实现电流的双向流动。
混合箝位多电平拓扑是其中具有代表性的一种拓扑结构。对多电平逆变器而言，可以实现箝位的元件通常是二极管、电容和有源开关器件，将两种及以上的箝位器件混合在一起共同实现箝位功能的，称之为“混合箝位”。
本发明先是提出了混合箝位五电平三相四桥臂中的一个子结构：混合箝位三相四桥臂单相拓扑结构。拓扑如图3示:ca1，ca2，ca3，ca4，ca5，ca6，ca7，d2，d2，d3，和sa2，sa3，sa4，sa5，sa6，sa7组成改进的二极管箝位型四电平逆变器，sa1，sa8串联在改进型二极管箝位型四电平逆变器两端，使输出电平由四电平提升为五电平。
本发明最后形成了了一种具有四个桥臂的混合箝位位多电平三相逆变器拓扑，如图所示。图中的a,b,c三相工作桥臂的结构、工作模式和控制策略与传统的二极管箱位多电平三相拓扑相同，第四桥臂专门用来实现箝位功能，平衡各电容电压。此拓扑同时采用了二极管、有源开关管和电容三种器件实现箝位，也属混合箝位。
本发明中三个桥臂的结构完全一样，其中每个桥臂都有三层悬浮电容。每相桥臂都有n个换流单元和n个电压源叠串而成，其中换流单元是由两个状态互补的功率开关sa1和sa5组成,且控制互相独立；电压源是由电源vdc和n-1个额定电压分别为i*vdc/n(i＝,……,n-1)的悬浮电容ck组成，电容量每级是不同的。由图可知，功率开关在任意时刻所承受的阻断电压为(vsa1)off＝(vsa5)off＝vci-vci-1＝vceli式中，vceli定义为第i个换流单元电压，vci＝ivdc/n,i＝1,…,n.由上式可知，当vci＝ivdc/n时，各功率开关所承受的阻断电压都相等，且(vsa1)off＝(vsa5)off＝vceli＝vdc/n上式表明，当悬浮电容电压分布平衡时，电容箝位型逆变器从结构上保证了各串联运行的电力器件承受相等且数值仅为vdc/n的阻断电压。这不仅有效地解决了功率开关串联运行时所固有的均压难题，而且为使用低耐压水平功率开关实现高压的能量控制提供了很好的途径。
附图说明
图1为二极管/电容混合箝位三电平单相结构；
图2为三相三电平逆变器拓扑结构；
图3混合箝位五电平逆变器三相四桥臂单相单臂拓扑；
图4混合箝位三相四桥臂三相拓扑结构。
具体实施方式
一种新型的大容量多电平混合箝位型拓扑结构，该结构为三相四桥臂结构，在传统混合三相结构上增加了一个桥臂，专门用来箝位用的，并且此结构并不需要附加电压平衡电路和使用独立直流电压源，不管在什么负载特性下，自身都能够实现中点电位平衡；并且对传统的箝位器件进行了改进，把三相四桥臂拓扑的二极管箝位器件改成了电容箝位，通过增加有源开关管作为箝位器件，该拓扑实现了电流双向通路，改善了电容电压不平衡问题。电平逆变器两端，使输出电平由四电平提升为五电平。sal和sa8同时也和箝位igbtsc2,sc3,sc4,sc5,sc6，sc7一起实现直流母线电容c1,c2,c3,c4和箝位二极管d1,d2,d3之间的并联。为了保持直流母线电容和箱位二极管电压平衡，二极管必须在一个调制周期内和不同电容并联，因此sal,sc3,sc5和sc7开关状态一致，sc2、sc4,sc6和sa8开关状态一致，(sa1,sc2)、(sc3,sc4),(sc5,sc6),(sc7,sa8)四个分别并联在电容两端的开关对开通互补。当sal导通时，箝位二极管d1,d2,d3分别和直流母线电容c1,c2,c3并联；当sal断开时，箝位二极管d1,d2,d3则分别和直流母线电容c2,c3,c4并联。两并联的电容会根据之间的电压差进行充放电来保持二者电压的近似相等。所以当sal导通有c1＝d1,c2＝d2,c3＝d3；sa1断开时有c2＝d1,c3＝d2,c4＝d3。可见箝位二极管d1,d2,d3起到桥梁作用，使得c1＝d1＝c2,c2＝d2＝c3,c3＝d3＝c4，即c1＝c2＝c3＝c4＝d1＝d2＝d3，实现电容电压的自平衡。可见，电容电压的自平衡的前提条件是sal轮流导通和关断。具有稳定电压值的直流母线电容和箝位电容通过不同igbt开关状态组合给输出提供某一电平下的稳定电压。
该拓扑输出电压和开关状态之间的关系如表1所示，可见输出3vdc,2vdc,1vdc电平对应的开关状态分别存在一对冗余。冗余开关状态对中，一个开关状态sal导通，另一个开关状态sal关断。
表1输出电压和开关状态之间的关系
当sal导通时，sc2,sc4,sc6,sa8分别由sal的反并联二极管dc3,dc5,dc7直接箝位至相应的直流母线电容上；当sal断开时，sal,sc3,sc5,sc7分别由dc2,dc4,dc6,sal的反并联二极管箱位至相应的直流母线电容上。该混合箝位型拓扑所包含的改进型二极管箝位型四电平逆变拓扑中各箝位二极管和igbt或直接或间接地箝位至箝位电容上。所以理想情况下，拓扑中所有管子断开时的最高阻断电压都被箝至一个电容电压上。
为了使本发明的目的及优点更加清楚明白，说明具体实施方式，令sai的开关函数为si,忽略电容电压波动分量，则逆变器一侧输出电压为
vo＝∑i,……nsivceli＝vdc/n∑i,……nsi
若以单元电压的额定值vci＝vdc/n为基值，则输出电压的标幺值为vo,p,u＝∑si由于各功率因数的控制相互独立，因此为获得k(k＝0,1,.....,n)电平输出电压，共有i＝1,.....,n
表2混合箝位五电平逆变器开关状态与输出电压、悬浮电容电流间的关系
注：表中符号“+”、“-”分别表示悬浮电容电流与负载电流流向相同、相反。
表1给出了图3中va的合成方法。由表1可知，此混合箝位型拓扑中具有大量的冗余相电压开关组态。并且，为输出给定的电平电压，无论负载电流流向如何，都可以找到同时平衡悬浮电容电压的合成方法。因此与二极管箝位型多电平逆变器相比，混合箝位型的电压合成控制和电容电压的平衡控制都更为灵活。
本发明利用了大量的电容器件，所以具体实施过程中最重要的一个环节就是对悬浮电容参数的选择，电容箝位型多电平变换器的优良特性都是基于悬浮电容电压分布平衡这一前提条件的。由于负载的不可控性，控制悬浮电容电压的平衡得到有效的控制的基础上，控制开关承受均衡的阻断电压对逆变器的安全运行也极为重要，而这需要依靠选择合适的悬浮电容参数来实现。
本发明提出一个悬浮电容的选取办法，由于悬浮电容的电压等级相差很大，如果基于上述原则选择电容容量，那么将导致高电压等级的电容电压波动量远大于低电压等级的波动量造成电力器件所承受的阻断电压不均衡。有图3可知，单元电压波动方程为
为保证各功率开关承受均衡的阻断电压，各单元电压的波动幅值相等。所以，在相同负载电流和对称控制脉冲的作用下，要求各个悬浮电容容量相等。所以要按照电容电压波动幅值相等的原则来选悬浮电容参数，使各悬浮电容量相等，以保证各功率开关承受均衡的阻断电压。
实施方法中要对电容参数进行优化选择，悬浮电容参数的优化选择问题是以“保证各单元电压变化均衡并且波动范围不超过允许值”。基于占空比调节pwm方法时，假设单元电压允许波动的峰-峰值为2εvcel,k,则当负载为纯电阻时，所需最小悬浮电容量为
其中，imax为负载电流基波幅值，ts为开关周期，n为电平数。当负载成感性
0≤cosθ≤1-(2/n)
时所需的最小悬浮容量为
本发明提出的一种新型混合多电平逆变器正是为了解决传统多电平逆变器存在的这些不足而提出的一种新型多电平逆变器，它能以较少的功率器件和直流电源，输出较多的电平数，大大简化了多电平拓扑结构、减小了体积、降低了成本。因此，这种混合多电平逆变器在高压大功率变换领域具有较大的应用价值和广阔的发展前景。
- 还没有人留言评论。精彩留言会获得点赞！