本发明涉及LLC谐振变换器控制技术领域，具体涉及一种PWM与 PFM控制相结合的LLC谐振变换器。
背景技术：
随着现代电力电子技术的发展、高频开关器件的诞生，开关电源向着高频化、集成化和模块化的方向发展。功率谐振变换器是以谐振电路为基本变换单元，利用电路发生谐振时，电流或电压周期性地过零点，使得开关器件在零电压或者零电流条件下开通或者关断，从而实现软开关，达到降低开关损耗的目的。LLC谐振变换器采用变频控制技术，能实现原边侧主开关管零电压ZVS开通、副边侧整流管零电流ZCS关断的软开关技术、开关管与整流管的电压应力低、开关损耗低、整流管没有反向恢复损耗、开关频率可高频化、允许输入电压范围宽、效率高、功率密度大、方便使用磁集成技术等优点。
对于LLC谐振变换器来说，除主电路拓扑结构外，控制策略是其不可分割的重要组成部分，变换器控制策略的好坏直接影响到变换器的工作性能，具有举足轻重的地位。LLC谐振变换器采用变频PFM控制技术，能实现原边侧主开关管零电压ZVS开通、副边侧整流管零电流ZCS关断的软开关技术、开关管与整流管的电压应力低、开关损耗低、整流管没有反向恢复损耗。但是，LLC谐振变换器的空载损耗比较严重、短路保护较难解决。
短路保护是维持LLC谐振变换器稳定性的重要问题，现有的LLC 谐振变换器的短路保护电路有很多种，例如通过加大开关频率进行短路检测、增加钳位电路进行短路检测、利用谐振电容电压进行检测短路检测等。但是上述短路检测方法，要么增大了谐振变换器的体积，要么增加了LLC谐振变换器的控制复杂程度。
技术实现要素：
(一)解决的技术问题
本发明为了克服上述LLC谐振变换器的空载损耗比较严重、短路保护较难解决缺陷问题，提供一种PWM与PFM控制相结合的LLC谐振变换器，采用PFM和PWM混合控制驱动开关管，PFM与PWM工作方式可以根据工作状态相互转换，从而实现LLC谐振变换器的全负载范围内的软开关，提高LLC谐振变换器效率，尤其是空载效率。
(二)技术方案
为实现以上目的，本发明通过以下技术方案予以实现：
一种PWM与PFM控制相结合的LLC谐振变换器，包括主电路和控制电路，所述主电路包括直流电源、半桥开关管、谐振网络、变压器、同步整流电路、负载，所述直流电源、半桥开关管、谐振网络、变压器、同步整流电路、负载依次连接；所述控制电路包括电压采样模块、电流采样模块、驱动信号产生模块、第一驱动放大电路、第二驱动放大电路，所述电压采样模块一端与负载相连，电压采样模块另一端与驱动信号产生模块相连，电流采样模块一端通过电流互感器与谐振网络相连，电流采样模块另一端与驱动信号产生模块相连，驱动信号产生模块产生驱动信号通过第一驱动放大电路放大后驱动半桥开关管，驱动信号产生模块产生的驱动信号还通过第二驱动放大电路放大后驱动同步整流电路的开关管。
根据本发明的一实施例，所述电压采样模块包括三端稳压源 TL431、正5V直流电源、光耦PS2561、电阻R1、R2、R3、R4、R5、 R6，电容C1、C2，所述光耦PS2561的端子1与电阻R3一端相连，电阻R3另一端与负载相连，光耦PS2561的端子2与三端稳压源TL431 的3脚相连，光耦PS2561的端子3通过电阻R5接地，光耦PS2561 的端子4通过电阻R6与正5V直流电源相连；三端稳压源TL431的2 脚接地，电阻R4一端与三端稳压源TL431的3脚相连，电阻R4另一端与电容C1串联后与三端稳压源TL431的1脚相连，电容C2两端分别与三端稳压源TL431的1脚、3脚相连；电阻R1一端与负载相连，电阻R1另一端与三端稳压源TL431的1脚相连，电阻R1另一端还通过电阻R2接地。
根据本发明的一实施例，所述电流采样模块包括电流互感器T2、电阻R7、二极管D1、D2、D3、D4，电流互感器T2一端分别与二极管D1阴极、二极管D2阳极相连，二极管D1阳极接地，二极管D2 阴极与电阻R7一端相连；电流互感器T2另一端分别与二极管D3阴极、二极管D4阳极相连，二极管D3阳极接地，二极管D4阴极与电阻R7一端相连，电阻R7一端的采样电流为Ipr，电阻R7另一端接地。
根据本发明的一实施例，所述驱动信号产生模块包括电阻R8、 R9、R10、R11、R12、R13、R14、R15、R16、RT，电容C3、C4、C5，二极管D5、D6，稳压管ZD1、ZD2，运算放大器U1、U2、U3，脉冲产生芯片U4、晶体管VT1；
所述脉冲产生芯片U4包括误差放大器非反相输入端EAP、误差放大器反相输入端EAN、误差放大器输出端EAOUT、PWM比较器的非反相输入端EAMP、振荡器定时电容接入端CT、振荡器定时电阻接入端RT、脉冲输出端OUTA、OUTB、OUTC、OUTD，误差放大器反相输入端EAN与误差放大器输出端EAOUT相连，PWM比较器的非反相输入端EAMP与振荡器定时电容接入端CT相连并通过电容C5接地；
电阻R8一端与电阻R9、R10一端相连，电阻R9另一端接地，电阻R10另一端与运算放大器U1反相输入端相连，运算放大器U1 同相输入端与参考电压Vref1相连，电阻R11与电容C3串联后连接在运算放大器U1反相输入端与输出端之间，运算放大器U1输出端通过稳压管ZD1接地，运算放大器U1输出端与二极管D5阳极相连，二极管D5阴极分别与电阻R12、R14一端相连，电阻R12另一端与运算放大器U2反相输入端相连，运算放大器U2同相输入端与参考电压Vref2相连，电阻R13连接在运算放大器U2反相输入端与输出端之间，运算放大器U2输出端通过稳压管ZD2接地，运算放大器U2 输出端与晶体管VT1基极相连，晶体管VT1集电极与振荡器定时电阻接入端RT相连，晶体管VT1发射极通过电阻RT接地；
电阻R14另一端分别与误差放大器非反相输入端EAP、二极管 D6阳极相连，二极管D6阴极与运算放大器U3输出端相连，运算放大器U3反相输入端与电阻R15相连，运算放大器U3同相输入端与参考电流Iref相连，电阻R16与电容C4串联后连接在运算放大器U3 反向输入端与输出端之间。
根据本发明的一实施例，有电阻R17与电容C6串联后连接在振荡器定时电阻接入端RT与地之间。
根据本发明的一实施例，所述第一驱动放大电路包括电阻R18、 R19、R20、R21、R22、R23、R24，驱动芯片U5、电容C7、隔离变压器T3、快恢复二极管D7、D8、D9、D10；脉冲产生芯片U4输出端 OUTA分别与电阻R18、R19一端相连，电阻R18另一端与驱动芯片 U5的2脚相连，电阻R19另一端接地；脉冲产生芯片U4输出端OUTB 分别与电阻R20、R21一端相连，电阻R20另一端与驱动芯片U5的4 脚相连，电阻R21另一端接地；驱动芯片U5的3脚接地，驱动芯片 U5的5脚分别与快恢复二极管D8阳极、D10阴极、隔离变压器T3 原边一端相连，驱动芯片U5的7脚分别与快恢复二极管D7阳极、 D9阴极、电阻R22一端相连，快恢复二极管D7、D8阴极与正12V 电源相连，快恢复二极管D9、D10阳极接地；电阻R22另一端与电容C7串联后与隔离变压器T3原边另一端相连，隔离变压器T3副边分别通过电阻R23、R23与半桥开关管相连。
根据本发明的一实施例，所述第二驱动放大电路包括光耦U6、电容C8、运算放大器U7、电阻R25、R26、R27、R28，脉冲产生芯片 U4输出端OUTA/B与光耦U6的端子1相连，光耦U6的端子3接地，光耦U6的端子2与正10V电源相连，光耦U6的端子4与电阻R25 一端相连，电阻R25另一端分别与电容C8、电阻R26一端相连，电容C8另一端接地，电阻R26另一端与运算放大器U7反相输入端相连，运算放大器U7同相输入端与正5V电源相连，运算放大器U7同相输入端与输出端之间连接有电阻R27，正5V电源通过电阻R28与运算放大器U7输出端相连，运算放大器U7输出端与同步整流电路的开关管相连。
根据本发明的一实施例，所述谐振网络包括谐振电容Cr和谐振电感Lr，谐振电容Cr一端与半桥开关管相连，谐振电容Cr另一端与谐振电感Lr一端相连，谐振电感Lr另一端与变压器原边相连。
根据本发明的一实施例，所述谐振网络包括短路保护电路，所述短路保护电路包括谐振电容Cr、电阻R29、共模电感L1、变压器T4、电容C9、C10，整流二极管D11、D12、D13、D14，谐振电容Cr一端与电容C9一端相连，谐振电容Cr另一端与共模电感L1一个输入端相连，电容C9另一端与共模电感L1另一输入端相连，共模电感L1 输出端与变压器T4原边相连，变压器T4副边一端与整流二极管D11、 D14阳极相连，变压器T4副边另一端与整流二极管D12、D13阴极相连，整流二极管D11阴极与D12阳极、电阻R29一端相连，整流二极管D14阴极与D13阳极、电阻R29另一端相连，电容C10并联在电阻 R29两端。
根据本发明的一实施例，所述谐振网络包括短路保护电路，所述短路保护电路包括谐振电感Lr、电阻R30、R31、R32、R33、R34、R35、 R36、R37、R38、R39，电容C11、C12、C13、C14，运算放大器U8、 U9，二极管D15、的、D16，所述谐振电感Lr一端分别与电阻R31、 R35一端相连，电阻R31另一端与运算放大器U8反相输入端相连，电阻R35另一端与运算放大器U9同相输入端相连，谐振电感Lr另一端分别与电阻R30、R36一端相连，电阻R30另一端与运算放大器U8 同相输入端相连，电阻R36另一端与运算放大器U9反相输入端相连；电阻R32与电容C11并联后连接在运算放大器U8同相输入端与地之间，电阻R33与电容C12并联后连接在运算放大器U8反相输入端与输出端之间；电阻R37与电容C13并联后连接在运算放大器U9同相输入端与地之间，电阻R38与电容C14并联后连接在运算放大器U9 反相输入端与输出端之间；运算放大器U8输出端分别与电阻R34一端、二极管D15阳极相连，运算放大器U9输出端分别与电阻R39一端、二极管D16阳极相连，电阻R34另一端、二极管D15阴极、电阻 R39另一端、二极管D16阴极连接在一起。
(三)有益效果
本发明的有益效果：一种PWM与PFM控制相结合的LLC谐振变换器，在常规变频PFM控制的基础上，采用PFM与PWM混合控制的两种工作模式，重载和正常工作时进行PFM控制，LLC谐振变换器的输出电压与开关管的频率成正比，开关管的频率变化，占空比为50％；轻载和空载时进行PWM控制，LLC谐振变换器的输出电压与开关管的占空比成反比，开关管的频率固定不变，占空比变化；PFM与PWM两种控制模式可以进行无缝切换，使LLC谐振变换器的工作性能得到改进，减小LLC谐振变换器的空载损耗、降低控制电路成本，有利于短路保护设计。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明原理框图；
图2为电压采样模块电路原理图；
图3为电流采样模块电路原理图；
图4为驱动信号产生模块电路原理图；
图5为第一驱动放大电路原理图；
图6为第二驱动放大电路原理图；
图7为一短路保护电路原理图；
图8为另一短路保护电路原理图。
附图标记说明：
1、主电路；2、控制电路；11、直流电源；12、半桥开关管；13、谐振网络；14、变压器；15、同步整流电路；16、负载；21、电压采样模块；22、电流采样模块；23、驱动信号产生模块；24、第一驱动放大电路；25、第二驱动放大电路。
电阻R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9、R10、R11、R12、 R13、R14、R15、R16、R17、R18、R19、R20、R21、R22、R23、R24、 R25、R26、R27、R28、R29、R30、R31、R32、R33、R34、R35、R36、 R37、R38、R39、RT，电容C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8、C9、 C10、C11、C12、C13、C14，二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、 D8、D9、D10、D11、D12、D13、D14、D15、D16，稳压管ZD1、ZD2，三端稳压源TL431，光耦PS2561，晶体管VT1，运算放大器U1、U2、 U3、U7、U8、U9，脉冲产生芯片U4，驱动芯片U5，光耦U6，变压器T1、电流互感器T2、隔离变压器T3、变压器T4，共模电感L1，谐振电容Cr，谐振电感Lr，半桥开关管Q1、Q2，同步整流管SR1、SR2。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
结合图1，一种PWM与PFM控制相结合的LLC谐振变换器，包括主电路和控制电路。主电路包括直流电源Vin、半桥开关管Q1、 Q2、谐振网络Lr、Cr、变压器T1、同步整流电路、负载。直流电源、半桥开关管、谐振网络、变压器、同步整流电路、负载依次连接。控制电路包括电压采样模块、电流采样模块、驱动信号产生模块、第一驱动放大电路、第二驱动放大电路，电压采样模块一端与负载相连，电压采样模块另一端与驱动信号产生模块相连，电流采样模块一端通过电流互感器与谐振网络相连，电流采样模块另一端与驱动信号产生模块相连，驱动信号产生模块产生的驱动信号通过第一驱动放大电路放大后驱动半桥开关管，驱动信号产生模块产生的驱动信号还通过第二驱动放大电路放大后驱动同步整流电路的开关管。
结合图2，电压采样模块包括三端稳压源TL431、正5V直流电源、光耦PS2561、电阻R1、R2、R3、R4、R5、R6，电容C1、C2。光耦 PS2561的端子1与电阻R3一端相连，电阻R3另一端与负载Vo相连，光耦PS2561的端子2与三端稳压源TL431的3脚相连，光耦PS2561 的端子3通过电阻R5接地，光耦PS2561的端子4通过电阻R6与正 5V直流电源相连，光耦PS2561的端子4端电压为Va；三端稳压源 TL431的2脚接地，电阻R4一端与三端稳压源TL431的3脚相连，电阻R4另一端与电容C1串联后与三端稳压源TL431的1脚相连，电容C2两端分别与三端稳压源TL431的1脚、3脚相连；电阻R1一端与负载相连，电阻R1另一端与三端稳压源TL431的1脚相连，电阻 R1另一端还通过电阻R2接地。
由光耦PS2561和三端稳压源TL431构成的电压采样电路，负载电压Vo经过电阻分压后送入三端稳压源TL431进行误差放大，然后经过光耦PS2561隔离形成低压采样信号。电阻R4和电容C1形成一个低频零点，可以提升低频电压增益，减小输出电压纹波和减小反馈电压信号静态误差。电阻R4和电容C2形成一个高频极点，可以提高高频相角，增加变换器在最大开关频率处的稳定性。
结合图3，电流采样模块包括电流互感器T2、电阻R7、二极管 D1、D2、D3、D4，电流互感器T2一端分别与二极管D1阴极、二极管D2阳极相连，二极管D1阳极接地，二极管D2阴极与电阻R7一端相连；电流互感器T2另一端分别与二极管D3阴极、二极管D4阳极相连，二极管D3阳极接地，二极管D4阴极与电阻R7一端相连，电阻R7一端的采样电流为Ipr，电阻R7另一端接地。
结合图4，驱动信号产生模块包括电阻R8、R9、R10、R11、R12、 R13、R14、R15、R16、RT，电容C3、C4、C5，二极管D5、D6，稳压管ZD1、ZD2，运算放大器U1、U2、U3，脉冲产生芯片U4、晶体管 VT1。
脉冲产生芯片U4包括误差放大器非反相输入端EAP、误差放大器反相输入端EAN、误差放大器输出端EAOUT、PWM比较器的非反相输入端EAMP、振荡器定时电容接入端CT、振荡器定时电阻接入端 RT、脉冲输出端OUTA、OUTB、OUTC、OUTD，误差放大器反相输入端EAN与误差放大器输出端EAOUT相连，PWM比较器的非反相输入端EAMP与振荡器定时电容接入端CT相连并通过电容C5接地。脉冲产生芯片U4可以是移相控制芯片UCC3895。
电阻R8一端与Va相连，电阻R8另一端与电阻R9、R10一端相连，电阻R9另一端接地，电阻R10另一端与运算放大器U1反相输入端相连，运算放大器U1同相输入端与参考电压Vref1相连，电阻 R11与电容C3串联后连接在运算放大器U1反相输入端与输出端之间，运算放大器U1输出端通过稳压管ZD1接地，运算放大器U1输出端与二极管D5阳极相连，二极管D5阴极分别与电阻R12、R14一端相连，电阻R12另一端与运算放大器U2反相输入端相连，运算放大器 U2同相输入端与参考电压Vref2相连，电阻R13连接在运算放大器U2反相输入端与输出端之间，运算放大器U2输出端通过稳压管ZD2 接地，运算放大器U2输出端与晶体管VT1基极相连，晶体管VT1集电极与振荡器定时电阻接入端RT相连，晶体管VT1发射极通过电阻 RT接地；电阻R14另一端分别与误差放大器非反相输入端EAP、二极管D6阳极相连，二极管D6阴极与运算放大器U3输出端相连，运算放大器U3反相输入端与电阻R15相连，运算放大器U3同相输入端与参考电流Iref相连，电阻R16与电容C4串联后连接在运算放大器 U3反向输入端与输出端之间。
采样电压Va经分压电阻R8、R9分压后与参考电压Vref1比较，误差经过运算放大器U1放大后得到电压Vc，稳压管ZD1用于稳压，电压Vc经过二极管D5、电阻R14与UCC3895误差放大器非反相输入端EAP相连，UCC3895控制芯片形成RC定频振荡，内置误差放大器接成射极跟随器的形式，UCC3895控制芯片RAMP脚接振荡器输出 CT脚，运算放大器U1输出端电压Vc作为调制波与UCC3895的RAMP 脚产生的锯齿波交截产生占空比。当谐振变换器工作在轻载时，反馈电压Vo增大，同时电压采样模块的输出电压Va增大，运算放大器 U1反相输入端增大，运算放大器U1输出电压Vc减小，从而使得 UCC3895占空比减小，反馈电压Vo减小。
当变换器工作在满载或重载时，反馈电压Vo增大，同时电压采样模块的输出电压Va增大，运算放大器U1反相输入端增大，运算放大器U1输出电压Vc减小，运算放大器U2同相输入端与反相输入端误差增大，运算放大器U2输出端电压Vb增大，晶体管VT1导通，谐振变换器工作在变频控制方式下。UCC3895振荡器通过对电容充放电工作，充电电流固定且与流过电阻RT的电流成正比。在电阻RT 回路串联晶体管VT1，则可使用运算放大器U2的输出端控制Vb来控制电阻RT两端电压，从而控制开关频率。运算放大器U2的输出端电压Vb越高，流过电阻RT的电流越大，电容充电越快，开关频率越大，开关频率与运算放大器U2的输出端电压Vb成正比例，从而控制输出电压随频率的升高而降低。输出电压自动调节过程如下：反馈电压Vo增大，运算放大器U1反相输入电压增大，运算放大器U1 输出电压Vc减小，运算放大器U2的输出端电压Vb增大，开关频率增大，反馈电压Vo减小。PWM控制与PFM控制可以自由切换。
为了实现过流保护，电流采样模块的采样电流Ipr与电阻R15相连，当没有发生过流现象时，采样电流与参考电流Iref比较后，运算放大器U3输出高电平，由于二极管D6单相导电，采样电流对UCC3895 没有任何影响。当发生过流现象时，运算放大器U3输出低电平，二极管D6导通，UCC3895误差放大器非反相输入端EAP电压降低， UCC3895工作在PWM模式下，以最小占空比输出PWM信号，实现对LLC谐振变换器的过流保护。
开关电源在启动过程中容易产生浪涌电流，导致电路器件因过流而损坏。为了能够实现软启动，有电阻R17与电容C6串联后连接在振荡器定时电阻接入端RT与地之间。
结合图5，第一驱动放大电路包括电阻R18、R19、R20、R21、 R22、R23、R24，驱动芯片U5、电容C7、隔离变压器T3、快恢复二极管D7、D8、D9、D10。脉冲产生芯片U4输出端OUTA分别与电阻 R18、R19一端相连，电阻R18另一端与驱动芯片U5的2脚相连，电阻R19另一端接地；脉冲产生芯片U4输出端OUTB分别与电阻R20、 R21一端相连，电阻R20另一端与驱动芯片U5的4脚相连，电阻R21 另一端接地；驱动芯片U5的3脚接地，驱动芯片U5的5脚分别与快恢复二极管D8阳极、D10阴极、隔离变压器T3原边一端相连，驱动芯片U5的7脚分别与快恢复二极管D7阳极、D9阴极、电阻R22 一端相连，快恢复二极管D7、D8阴极与正12V电源相连，快恢复二极管D9、D10阳极接地；电阻R22另一端与电容C7串联后与隔离变压器T3原边另一端相连，隔离变压器T3副边分别通过电阻R23、R23 与半桥开关管Q1、Q2相连。驱动芯片U5可以是驱动芯片UCC27324。
结合图6，第二驱动放大电路包括光耦U6、电容C8、运算放大器U7、电阻R25、R26、R27、R28。脉冲产生芯片U4输出端OUTA/B 与光耦U6的端子1相连，光耦U6的端子3接地，光耦U6的端子2 与正10V电源相连，光耦U6的端子4与电阻R25一端相连，电阻R25 另一端分别与电容C8、电阻R26一端相连，电容C8另一端接地，电阻R26另一端与运算放大器U7反相输入端相连，运算放大器U7同相输入端与正5V电源相连，运算放大器U7同相输入端与输出端之间连接有电阻R27，正5V电源通过电阻R28与运算放大器U7输出端相连，运算放大器U7输出端与同步整流电路的开关管SR1、SR2相连。光耦U6可以是光耦PC817，运算放大器U7可以是LM339。
谐振网络包括谐振电容Cr和谐振电感Lr，谐振电容Cr一端与半桥开关管相连，谐振电容Cr另一端与谐振电感Lr一端相连，谐振电感Lr另一端与变压器原边相连。
结合图7，谐振网络包括短路保护电路，所述短路保护电路包括谐振电容Cr、电阻R29、共模电感L1、变压器T4、电容C9、C10，整流二极管D11、D12、D13、D14，谐振电容Cr一端与电容C9一端相连，谐振电容Cr另一端与共模电感L1一个输入端相连，电容C9 另一端与共模电感L1另一输入端相连，共模电感L1输出端与变压器 T4原边相连，变压器T4副边一端与整流二极管D11、D14阳极相连，变压器T4副边另一端与整流二极管D12、D13阴极相连，整流二极管 D11阴极与D12阳极、电阻R29一端相连，整流二极管D14阴极与D13 阳极、电阻R29另一端相连，电容C10并联在电阻R29两端。
具体实施时，短路保护电路是利用R29、C9微分来实现对LLC谐振变换器谐振腔内的谐振电感电流进行检测。共模滤波电感L1用来过滤共模的电磁干扰信号。隔离变压器T4起到信号隔离作用。整流后的输出电压为ωR29C9＜＜1。谐振电容Cr取330nF，电容C9为100pF，隔离变压器T4原边与副边的匝数比为1:1，整流二极管D11-D14采用肖特基快恢复二极管，输出滤波电容C10取4.7nF，电阻R29为100欧姆。
结合图8，谐振网络包括短路保护电路，所述短路保护电路包括谐振电感Lr、电阻R30、R31、R32、R33、R34、R35、R36、R37、R38、 R39，电容C11、C12、C13、C14，运算放大器U8、U9，二极管D15、的、D16，所述谐振电感Lr一端分别与电阻R31、R35一端相连，电阻R31另一端与运算放大器U8反相输入端相连，电阻R35另一端与运算放大器U9同相输入端相连，谐振电感Lr另一端分别与电阻R30、 R36一端相连，电阻R30另一端与运算放大器U8同相输入端相连，电阻R36另一端与运算放大器U9反相输入端相连；电阻R32与电容 C11并联后连接在运算放大器U8同相输入端与地之间，电阻R33与电容C12并联后连接在运算放大器U8反相输入端与输出端之间；电阻R37与电容C13并联后连接在运算放大器U9同相输入端与地之间，电阻R38与电容C14并联后连接在运算放大器U9反相输入端与输出端之间；运算放大器U8输出端分别与电阻R34一端、二极管D15阳极相连，运算放大器U9输出端分别与电阻R39一端、二极管D16阳极相连，电阻R34另一端、二极管D15阴极、电阻R39另一端、二极管D16阴极连接在一起。
具体实施时，短路保护电路输出电压为：
ωR32C11＞＞1。谐振电感Lr 取165uH。电阻R30、R31、R35、R36阻值相同，为330千欧；电阻 R32、R33、R37、R38阻值相同，为22千欧；电阻R34、R39阻值相同，为220欧姆；电容C11、C12、C13、C14容值相同，为220pF；二级管D15、D16选取肖特基二级管。
综上所述，本发明实施例，PWM与PFM控制相结合的LLC谐振变换器，在常规变频PFM控制的基础上，采用PFM与PWM混合控制的两种工作模式，重载和正常工作时进行PFM控制，LLC谐振变换器的输出电压与开关管的频率成正比，开关管的频率变化，占空比为50％；轻载和空载时进行PWM控制，LLC谐振变换器的输出电压与开关管的占空比成反比，开关管的频率固定不变，占空比变化；PFM与PWM两种控制模式可以进行无缝切换，使LLC谐振变换器的工作性能得到改进，减小LLC谐振变换器的空载损耗、降低控制电路成本，有利于短路保护设计。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。