一种BUCK驱动电路的制作方法

本实用新型涉及电源技术领域，尤其涉及一种BUCK驱动电路。

背景技术：

BUCK电路又称降压式变换电路，是基本的DC-DC电路之一，用于直流到直流的降压变换。现有的BUCK电路多数采用多组电源驱动，增加电源的复杂度和成本，少数采用自举升压电路OCL驱动电路，虽然降低驱动电路的复杂度，但输入电压动态范围窄、高频响应慢，降低了转换效率。

技术实现要素：

因此，针对上述的问题，本实用新型提出一种输入电压范围广、电路抗干扰能力强、电路结构简单的BUCK驱动电路。

为实现上述目的，本实用新型采用了以下技术方案：一种BUCK驱动电路，包括PWM产生电路、单电源自举升压电平转移隔离驱动电路、BUCK电路、LC滤波电路、输出电压取样电路和输出电流取样电路；

所述PWM产生电路包括UC3842芯片、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R6、电解质电容C1、非极性电容C2、非极性电容C6、非极性电容C11、非极性电容C12、第一接地端，所述电解质电容C1的正极端、非极性电容C2的第一端和电阻R2的第一端均与UC3842芯片的VCC端电连接，所述UC3842芯片的Vref端通过电阻R1分别电连接UC3842芯片的RCT端和非极性电容C12的第一端，所述非极性电容C6的第一端与UC3842芯片的COMP端电连接，所述非极性电容C6的第二端与UC3842芯片的FB端电连接，所述电阻R3与非极性电容C6并联连接，所述UC3842芯片的Cs端分别电连接非极性电容C11的第一端和电阻R6的第一端，所述电解质电容C1的负极端、非极性电容C2的第二端、非极性电容C11的第二端、非极性电容C12的第二端、UC3842芯片的GND端分别与第一接地端电连接；

所述单电源自举升压电平转移隔离驱动电路包括光电耦合器IC2、电阻R3、电阻R4、电阻R5、电阻R7、电阻R10、电解质电容C3、非极性电容C4、电解质电容C5、非极性电容C7、快速恢复二极管D1、快速恢复二极管D2、稳压二极管DS1、三极管Q2、三极管Q3，所述三极管Q2和三极管Q3均采用PNP三极管，所述光电耦合器IC2的第一端通过电阻R5与UC3842芯片的OUT端电连接，所述非极性电容C7与电阻R5并联连接，所述光电耦合器IC2的第二端通过电阻R7与第一接地端电连接，所述光电耦合器IC2的第三端分别电连接电阻R10的第一端、快速恢复二极管D2的正极端、三极管Q2的集电极、三极管Q3的基极，所述光电耦合器IC2的第四端分别电连接电阻R4的第一端和三极管Q2的基极，所述电阻R4的第二端分别电连接电阻R3的第一端、快速恢复二极管D1的负极端、电解质电容C5的正极端，所述电解质电容C3的正极端、非极性电容C4第一端和快速恢复二极管D1的正极端分别与电阻R2的第二端电连接，所述电解质电容C3的负极端和非极性电容C4第二端均与第一接地端电连接，所述电阻R3的第二端与三极管Q2的发射极电连接，所述快速恢复二极管D2的负极端与三极管Q3的发射极电连接，所述稳压二极管DS1的负极端与三极管Q3的发射极电连接，所述稳压二极管DS1的正极端与三极管Q3的集电极电连接；

所述BUCK电路包括电源输入端VIN、N沟道MOS管Q1、电感L1、电解质电容C8、共阴极的三端型肖特基二极管D3，所述电阻R2的第二端与电源输入端VIN电连接，所述电源输入端VIN与N沟道MOS管Q1的漏极端电连接，所述N沟道MOS管Q1的栅极端与稳压二极管DS1的负极端电连接，所述N沟道MOS管Q1的源极端分别电连接稳压二极管DS1的正极端、三端型肖特基二极管D3的共阴极端、电感L1的第一端，所述三端型肖特基二极管D3的两个阳极端均与第一接地端电连接，所述电感L1的第二端与电解质电容C8的正极端电连接；

所述LC滤波电路包括电感L2、电解质电容C9、非极性电容C10、第二接地端和电源输出端VOUT，所述电感L2的第一端与电感L1的第二端电连接，所述电感L2的第二端分别电解质电容C9的正极端、非极性电容C10的第一端、电源输出端VOUT电连接，所述电阻R6的第二端、电解质电容C8的负极端、电解质电容C9的负极端、非极性电容C10的第二端均与第二接地端电连接；

所述输出电压取样电路包括电位器RP1和电阻R9，所述电感L2的第二端通过电位器RP1与电阻R9的第一端电连接，所述电阻R9的第一端与非极性电容C6的第二端电连接，所述电阻R9的第二端与第一接地端电连接；

所述输出电流取样电路包括电阻R8，所述电阻R8的第一端与电解质电容C8的负极端电连接，所述电阻R8的第二端与第一接地端电连接。

通过采用前述技术方案，本实用新型的有益效果是：本BUCK驱动电路采用UC3842芯片产生高频PWM信号，电路结构简单，降低电源电路的体积和重量，增加电源功率密度，采用单电源自举升压电平转移隔离驱动电路驱动BUCK电路的通断，提高输入电压动态范围，电路的抗干扰能力强，电源转化效率高。

附图说明

图1是本实用新型的电路原理图；

图2是共阴极的三端型肖特基二极管D3的结构示意图。

具体实施方式

现结合附图和具体实施方式对本实用新型进一步说明。

参考图1和图2，本实施例提供一种BUCK驱动电路，包括PWM产生电路1、单电源自举升压电平转移隔离驱动电路2、BUCK电路3、LC滤波电路4、输出电压取样电路5和输出电流取样电路6。

所述PWM产生电路1包括UC3842芯片、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R6、电解质电容C1、非极性电容C2、非极性电容C6、非极性电容C11、非极性电容C12、GND1端(第一接地端)，所述电解质电容C1的正极端、非极性电容C2的第一端和电阻R2的第一端均与UC3842芯片的VCC端电连接，所述UC3842芯片的Vref端通过电阻R1分别电连接UC3842芯片的RCT端和非极性电容C12的第一端，所述非极性电容C6的第一端与UC3842芯片的COMP端电连接，所述非极性电容C6的第二端与UC3842芯片的FB端电连接，所述电阻R3与非极性电容C6并联连接，所述UC3842芯片的Cs端分别与非极性电容C11的第一端和电阻R6的第一端电连接，所述电解质电容C1的负极端、非极性电容C2的第二端、非极性电容C11的第二端、非极性电容C12的第二端、UC3842芯片的GND端分别与GND1端电连接。电阻R1和非极性电容C12为锯齿波产生定时电路，决定锯齿波振荡频率。电阻R3、非极性电容C6和UC3842芯片组成比例积分放大电路，对输出电压取样信号进行比例放大，与锯齿电压进行比较产生脉宽调制(PWM)，实现稳压闭环控制。电阻R6为隔离电阻、非极性电容C11为高频滤波电容，对输出电流取样电路6送来的信号与1V基准电压比较，若过流时，关断PWM输出，起过流保护作用。R2为启动电阻，起降压限流作用，电解质电容C1、非极性电容C2为退耦电容。

所述单电源自举升压电平转移隔离驱动电路2包括光电耦合器IC2、电阻R3、电阻R4、电阻R5、电阻R7、电阻R10、电解质电容C3、非极性电容C4、电解质电容C5、非极性电容C7、快速恢复二极管D1、快速恢复二极管D2、稳压二极管DS1、三极管Q2、三极管Q3，所述三极管Q2和三极管Q3均采用PNP三极管，所述光电耦合器IC2的第一端通过电阻R5与UC3842芯片的OUT端电连接，所述非极性电容C7与电阻R5并联连接，所述光电耦合器IC2的第二端通过电阻R7与GND1端电连接，所述光电耦合器IC2的第三端分别电连接电阻R10的第一端、快速恢复二极管D2的正极端、三极管Q2的集电极、三极管Q3的基极，所述光电耦合器IC2的第四端分别电连接电阻R4的第一端和三极管Q2的基极，所述电阻R4的第二端分别电连接电阻R3的第一端、快速恢复二极管D1的负极端、电解质电容C5的正极端，所述电解质电容C3的正极端、非极性电容C4第一端和快速恢复二极管D1的正极端分别与电阻R2的第二端电连接，所述电解质电容C3的负极端和非极性电容C4第二端均与GND1端电连接，所述电阻R3的第二端与三极管Q2的发射极电连接，所述快速恢复二极管D2的负极端与三极管Q3的发射极电连接，所述稳压二极管DS1的负极端与三极管Q3的发射极电连接，所述稳压二极管DS1的正极端与三极管Q3的集电极电连接。光电耦合器IC2实现电平转移隔离控制，电阻R5、非极性电容C7为加速电路，增加PWM脉冲前后沿陡峭度，缩短上升沿和下降沿时间，降低损耗，提高电源效率。三极管Q2为驱动三极管，三极管Q3为泄放加速三极管，快速恢复二极管D2为隔离二极管，电阻R3为降压限流保护电阻、电阻R4为反偏置电阻，在没有PWM信号时确保驱动三极管Q2截止，电阻R10为三极管Q3的偏置电阻，稳压二极管DS1为钳位保护二极管，保护BUCK电路中的N沟道MOS管Q1在PWM信号为高电平期间不至于电压过高而击穿，特别是在刚启动时，输出没有电压，N沟道MOS管Q1承受全部的输入电压，极其容易击穿N沟道MOS管Q1，因此电阻R3、稳压二极管DS1的参数设定决定了本电路能否安全可靠运行的关键。在PWM为高电平时N沟道MOS管Q1导通，N沟道MOS管Q1源极端电压约等于电源输入端VIN输入的电压，若不抬高N沟道MOS管Q1的栅极端电压，N沟道MOS管Q1将被自行关断，无法连续导通。要使N沟道MOS管Q1连续导通，必须抬高N沟道MOS管Q1的栅极端电压，可以采用独立电源供电，也可以单电源自举升压电平转移隔离驱动电路2供电。采用独立电源供电增加电路的复杂度和成本，采用单电源自举升压电平转移隔离驱动电路2供电是最简单最有效的方法，元件少成本低。快速恢复二极管D1、电解质电容C5组成自举升压电路，在PWM为低电平期间，光电耦合器IC2内部发光二极管和光敏三极管都截止，三极管Q2、二极管D2也截止，电源输入端VIN通过二极管D1对电解质电容C5充电，充电电压接近电源输入端VIN输入电压，三极管Q3饱和导通，快速泄放N沟道MOS管Q1栅源极电荷，确保N沟道MOS管Q1快速截止，使PWM脉冲下降沿陡峭，提高电源效率；在PWM为高电平期间光电耦合器IC2内部发光二极管和光敏三极管都导通，三极管Q2、快速恢复二极管D2也跟着导通，N沟道MOS管Q1栅源极得到驱动电压也导通，输出电压升高，由于电解质电容C5两端电压不能突变，使三极管Q2的发射极电位也跟着升高，由电解质电容C5电压供电维持N沟道MOS管Q1导通，此时快速恢复二极管D1反偏而截止。

所述BUCK电路3包括电源输入端VIN、N沟道MOS管Q1、电感L1、电解质电容C8、共阴极的三端型肖特基二极管D3，所述三端型肖特基二极管D3为现有公知技术，其结构的结构如图2所示。所述电阻R2的第二端与电源输入端VIN电连接，所述电源输入端VIN与N沟道MOS管Q1的漏极端电连接，所述N沟道MOS管Q1的栅极端与稳压二极管DS1的负极端电连接，所述N沟道MOS管Q1的源极端分别电连接稳压二极管DS1的正极端、三端型肖特基二极管D3的共阴极端、电感L1的第一端，所述三端型肖特基二极管D3两个正极端均与GND1电连接，所述电感L1的第二端与电解质电容C8的正极端电连接。N沟道MOS管Q1额定电流一般选择为实际电流的1.5～2倍，N沟道MOS管Q1漏极和源极电压一般应大于或等于输入电压的2～3倍；三端型肖特基二极管D3正向额定电流必须大于等于N沟道MOS管Q1的最大漏极电流，即大于负载电流，三端型肖特基二极管D3反向耐压一般应大于或等于输入电压的2～3倍；电感L1可以根据以下公式计算最小滤波电感L1：

式中UO为电源输出端VOUT端输出直流电压，UI为电源输入端VIN输入交流电压，f为电源输入端VIN输入交流电压的工作频率，IOmin为最小输出电流。

滤波电容C8可以根据所需的输出电压交流分量ΔUO和其他给定的设计数据按以下公式求出：

因此选择较高的开关工作频率可以减小滤波电感量和滤波电容量，减小体积和减轻重量，增加BUCK电路的功率密度。

所述LC滤波电路4包括电感L2、电解质电容C9、非极性电容C10、GND2端(第二接地端)和电源输出端VOUT，所述电感L2的第一端与电感L1的第二端电连接，所述电感L2的第二端分别电解质电容C9的正极端、非极性电容C10的第一端、电源输出端VOUT电连接，所述电阻R6的第二端、电解质电容C8的负极端、电解质电容C9的负极端、非极性电容C10的第二端均与GND2端电连接。LC滤波电路4一步降低输出电压波纹，再经过一个LC滤波，电感L2为小感量电感，电解质电容C10为滤波电容，非极性电容C11为高频滤波电容。

所述输出电压取样电路5包括电位器RP1和电阻R9，所述电感L2的第二端通过电位器RP1与电阻R9的第一端电连接，所述电阻R9的第一端与非极性电容C6的第二端电连接，所述电阻R9的第二端与GND1端电连接。输出电压取样电路5对电源输出端VOUT输出电压进行采样，通过隔离电阻R6反馈给UC3842芯片的的FB端，实现闭环稳压控制，调节电位RP1可以改变输出直流电压的大小。输出电压大小可以通过公式来计算：

所述输出电流取样6电路包括电阻R8，所述电阻R8的第一端与电解质电容C8的负极端电连接，所述电阻R8的第二端与GND1端电连接。负载电流取样电路6由电流取样电阻R8组成，按最大负载电流IOmax的1.2倍设计过电流保护。电流取样在取样电阻R8上产生的压降通过隔离电阻R6送给UC3842芯片的Cs端，与内部1V基准电压比较，当过电流或负载短路时，输出过电流控制信号，关断PWM信号输出，起过电流保护作用。取样电阻R8可以通过公式来计算：

本BUCK驱动电路采用UC3842芯片产生高频PWM信号，电路结构简单，降低电源电路的体积和重量，增加电源功率密度，采用单电源自举升压电平转移隔离驱动电路驱动BUCK电路的通断，提高输入电压动态范围，电路的抗干扰能力强，电源转化效率高。

尽管结合优选实施方案具体展示和介绍了本实用新型，但所属领域的技术人员应该明白，在不脱离所附权利要求书所限定的本实用新型的精神和范围内，在形式上和细节上可以对本实用新型做出各种变化，均为本实用新型的保护范围。