漏电检测装置及漏电断路器的制作方法

本发明涉及对在电路中发生的漏电进行判定的漏电检测装置及漏电断路器。

背景技术：

以往，漏电断路器具有：零相序变流器，其对电路的零相电流进行检测；电压变换电路，其将零相序变流器的次级侧电流变换为电压；低通滤波器，其将变换后的电压的高频成分去除；以及漏电判定电路，其基于从低通滤波器输出的电压而对电路的漏电进行判定。

在这种漏电断路器中，在专利文献1公开了下述技术，即，设置将零相序变流器的次级侧端子间的电压限制为小于或等于钳位电压的钳位电路，以使得在由于雷电浪涌等而单次地产生短期间的过电流的情况下，不会超过配置于零相序变流器的次级侧的电子部件的耐压。

专利文献1：日本特开2006－148990号公报

技术实现要素：

但是，在上述现有技术中，钳位电路和低通滤波器并联连接，因此经由低通滤波器向漏电判定电路输入的电压的最大值由钳位电路的钳位电压规定。钳位电压由构成钳位电路的二极管的正向电压规定，因此无法使钳位电压下降至小于二极管的正向电压的值。因此，即使在使用正向电压低的肖特基势垒二极管的情况下，也难以将向漏电判定电路输入的电压的最大值例如设为100[mv]。如上所述，在上述现有技术中，无法将向漏电判定电路输入的电压的最大值独立于钳位电压而进行调整，由此存在难以将向漏电判定电路输入的电压的最大值减小这样的课题。

本发明就是鉴于上述情况而提出的，其目的在于得到能够将向漏电判定电路输入的电压的最大值独立于钳位电压而进行调整的漏电检测装置。

为了解决上述的课题，并达到目的，本发明的漏电检测装置具有零相序变流器、钳位电路、电压变换电路、低通滤波器以及漏电判定电路。零相序变流器对在电路中流动的零相电流进行检测。钳位电路将零相序变流器的次级侧端子间的电压限制为小于或等于钳位电压。电压变换电路与钳位电路并联连接，将零相序变流器的输出电流变换为电压。低通滤波器将通过电压变换电路变换后的电压的高频成分去除，输出高频成分被去除后的电压。漏电判定电路基于从低通滤波器输出的电压，对电路的漏电进行判定。电压变换电路具有将零相序变流器的输出电流向电压变换、将变换后的电压向低通滤波器输出的电压变换元件和对电压变换电路的阻抗进行调整的阻抗调整元件的串联电路。

发明的效果

根据本发明，具有下述效果，即，能够将向漏电判定电路输入的电压的最大值独立于钳位电压而进行调整。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1所涉及的漏电断路器的结构例的图。

图2是表示实施方式1所涉及的钳位电压、漏电判定阈值、次级侧端子间的电压、及通过电压变换电路变换后的电压之间的关系的一个例子的图。

图3是用于对实施方式1所涉及的漏电检测部的动作进行说明的图。

图4是表示本发明的实施方式2所涉及的漏电断路器的结构例的图。

具体实施方式

下面，基于附图对本发明的实施方式所涉及的漏电检测装置及漏电断路器详细地进行说明。此外，本发明并不限定于本实施方式。

实施方式1.

图1是表示本发明的实施方式1所涉及的漏电断路器的结构例的图。如图1所示，实施方式1所涉及的漏电断路器1具有：开闭部3，其将电路2开闭；漏电检测部4，其对在电路2中流动的漏电电流进行检测；以及跳闸装置5，其在由漏电检测部4检测到漏电的情况下，对开闭部3进行控制。漏电检测部4是漏电检测装置的一个例子。

开闭部3具有对电路2进行开闭的开闭触点31、32。各开闭触点31、32具有未图示的固定触点和未图示的可动触点。在开闭触点31处固定触点和可动触点接触，由此电源侧连接端子61和负载侧连接端子71经由导体81电连接。另外，在开闭触点32处固定触点和可动触点接触，由此电源侧连接端子62和负载侧连接端子72经由导体82电连接。由此，在电路2中电流流动而漏电断路器1成为接通状态。

另外，在各开闭触点31、32处固定触点和可动触点分离，由此进行开闭触点31、32的分开，电源侧连接端子61、62和负载侧连接端子71、72被电切断。由此，电路2的电流断路而漏电断路器1成为断开状态。此外，在图1所示的例子中，电路2的r相、s相及t相这3相中的未图示的1相接地，但也可以构成为r相、s相及t相中的任意相都不接地。在该情况下，在开闭部3设置3个开闭触点。

漏电检测部4具有零相序变流器10、钳位电路20、电压变换电路30、低通滤波器40和漏电判定电路50。

零相序变流器10对在电路2中流动的零相电流进行检测。该零相序变流器10具有：环状铁心11，其供导体81、82贯通或者卷绕；以及次级绕组12，其卷绕于环状铁心11。在次级绕组12的两端部设置有次级侧端子13、14，从该次级侧端子13、14输出表示通过零相序变流器10检测到的零相电流的检测结果的电流iz。下面，有时将电流iz记载为输出电流iz。

钳位电路20连接于零相序变流器10的次级侧端子13、14之间，将次级侧端子13、14之间的电压vz设为小于或等于钳位电压vclamp。在图1所示的例子中，钳位电路20具有反向并联连接的2个二极管21、22。由此，次级侧端子13、14之间的电压vz被抑制为小于或等于二极管21、22的正向电压。如上所述，钳位电路20将二极管21、22的正向电压作为钳位电压vclamp而动作。

电压变换电路30具有：电压变换元件31，其将零相序变流器10的输出电流iz向电压vch变换；以及阻抗调整元件32，其对电压变换电路30的阻抗z进行调整。电压变换元件31和阻抗调整元件32串联连接。电压变换元件31和阻抗调整元件32的串联电路与钳位电路20并联连接。关于该电压变换电路30在后面详述。

低通滤波器40将从电压变换电路30输出的电压vch的高频成分去除。电压vch的高频成分是比由漏电检测部4检测的漏电电流的频率高的频率成分。低通滤波器40的截止频率设定为比漏电电流的频率高的频率，以使得漏电电流的频率成分不被去除。

漏电判定电路50基于从低通滤波器40输出的电压vin，对电路2的漏电进行判定。具体地说，漏电判定电路50将从低通滤波器40输出的电压vin的瞬时值和漏电判定阈值vleak在预先设定的周期t1进行比较。漏电判定电路50在电压vin的瞬时值在预先设定的期间t2连续地超过漏电判定阈值vleak的情况下，判定为在电路2中发生了漏电，向跳闸装置5输出有效电平的漏电检测信号sleak。此外，周期t1例如为1[ms]，期间t2例如为3[ms]。

漏电判定电路50如果判定为在电路2中发生了漏电，则将有效电平的漏电检测信号sleak向跳闸装置5输出。有效电平的漏电检测信号sleak例如为high电平的信号。

跳闸装置5在从漏电检测部4输出有效电平的漏电检测信号sleak的情况下，在开闭部3中使处于接触状态的固定触点和可动触点分开，由此将电路2断开而将漏电断路器1设为断开状态。开闭部3具有使可动触点移动的未图示的开闭机构，跳闸装置5作用于开闭机构，由此能够使处于接触状态的固定触点和可动触点分开。

另外，漏电判定电路50在电压vin的瞬时值大于或等于漏电判定阈值vleak的状态没有持续大于或等于预先设定的期间t2的情况下，判定为在电路2没有发生漏电，不向跳闸装置5输出有效电平的漏电检测信号sleak。在该情况下，在开闭部3中固定触点和可动触点仍处于接触状态，漏电断路器1维持接通状态。

接下来，对电压变换电路30更详细地进行说明。此外，下面，为了便于说明而将由于雷电浪涌等单次地在短期间产生的过电流记载为雷电浪涌电流。电压变换电路30如上所述，在将零相序变流器10的输出电流iz向电压vch变换的电压变换元件31的基础上，还具有对电压变换电路30的阻抗z进行调整的阻抗调整元件32。

电压变换电路30的阻抗z越小，则由于雷电浪涌电流而在次级侧端子13、14之间产生的电压变得越小，因此通过钳位电路20钳位的比例变得越小。如果通过钳位电路20钳位的比例变小，则由于雷电浪涌电流而使漏电断路器1误工作的可能性变高。

因此，在漏电断路器1中，通过阻抗调整元件32对电压变换电路30的阻抗z进行了调整，以使得由于雷电浪涌电流在次级侧端子13、14之间产生的电压由钳位电路20钳位。

在这里，对电压变换电路30的阻抗z和钳位电路20的钳位电压vclamp具体地进行说明。电压变换电路30的电压变换元件31是电阻值rf的电阻，阻抗调整元件32是电阻值radj的电阻。

在漏电检测部4中没有钳位电路20及阻抗调整元件32的情况下，次级侧端子13、14之间的电压vz通过下述式(1)表示。

vz＝iz×rf···(1)

另外，在漏电检测部4中没有钳位电路20但具有阻抗调整元件32的情况下，次级侧端子13、14之间的电压vz通过下述式(2)表示。

vz＝iz×(rf+radj)···(2)

零相序变流器10的次级绕组12的阻抗与电压变换电路30的阻抗z相比，较小而能够忽略的程度。因此，零相序变流器10的输出电流iz的大小，即使电压变换电路30的阻抗z的大小改变，也实质上不会变化。

因此，通过在电压变换电路30中设置阻抗调整元件32，从而与没有阻抗调整元件32的情况下相比，能够在次级侧端子13、14之间产生(rf+radj)/rf倍的电压。由此，能够增大由于雷电浪涌电流的成分而在零相序变流器10的次级侧产生的成分中的被钳位电路20钳位的成分的比例。

另外，电压变换电路30的阻抗z通过下述式(3)表示，从电压变换电路30向低通滤波器40输出的电压vch通过下述式(4)表示。

z＝rf+radj···(3)

vch＝rf/(rf+radj)×vz···(4)

因此，通过适当地调整阻抗调整元件32的电阻值radj和电压变换元件31的电阻值rf，从而能够将从电压变换电路30输出的电压vch调整为比钳位电路20的钳位电压vclamp小的任意值。例如，通过将向低通滤波器40输出的电压vch设为小于或等于100[mv]，从而能够将向漏电判定电路50输入的电压vin设为小于或等于100[mv]。如上所述，在漏电检测部4中，能够将向漏电判定电路50输入的电压vin的最大值独立于钳位电压vclamp而进行调整。

另外，如果电压变换电路30的阻抗z过大，则由于通过漏电检测部4检测的最小值的漏电电流而产生的次级侧端子13、14之间的电压vz会大于钳位电压vclamp，因此无法通过漏电判定电路50进行漏电的判定。因此，电压变换电路30的阻抗z的上限值是下述条件，即，由于通过漏电检测部4检测的最小值的漏电电流产生的次级侧端子13、14之间的电压vz小于或等于钳位电压vclamp的电压。

在这里，在将由于通过漏电检测部4检测的最小值的漏电电流产生的次级侧端子13、14的输出电流iz的峰值设为iz＿trip的情况下，钳位电压vclamp成为满足下述式(5)的条件。此外，最小值的漏电电流是通过漏电检测部4对漏电进行检测的漏电电流的下限值，在电路2中流动的漏电电流大于或等于最小值的漏电电流的情况下，通过漏电检测部4对漏电进行检测。

vclamp≥iz＿trip×(rf+radj)···(5)

另外，漏电判定电路50的漏电判定阈值vleak成为满足下述式(6)的条件。

vleak＝rf×iz＿trip···(6)

因此，阻抗调整元件32的电阻值radj能够通过下述式(7)表示。

radj≤(vclamp－vleak)/iz＿trip···(7)

漏电判定电路50通过电压vin的瞬时值是否大于或等于漏电判定阈值vleak而对漏电进行检测，因此与电压vin的瞬时值是以何种程度超过漏电判定阈值vleak的电压无关。因此，电阻值radj的最大值radjmax能够通过下述式(8)表示。

radjmax＝(vclamp－vleak)/iz＿trip···(8)

在这里，设为vclamp＝1[v]、vleak＝100[mv]、iz＿trip＝200[μa]。在该情况下，根据上述式(8)，成为radjmax＝4.5[kω]。另外，根据上述式(6)，成为rf＝0.5[kω]。

图2是表示实施方式1所涉及的钳位电压、漏电判定阈值、次级侧端子间的电压、及通过电压变换电路变换后的电压之间的关系的一个例子的图，示出了通过漏电判定电路50判定为发生了漏电的最小值的漏电电流在电路2中流动的情况下的例子。

在图2所示的例子中，次级侧端子13、14之间的电压vz的峰值与钳位电压vclamp相同。从电压变换电路30输出的电压vch的峰值与漏电判定阈值vleak相同。另外，低通滤波器40的截止频率与漏电电流的频率相比设定得高，因此从低通滤波器40输出的电压vin的峰值与从电压变换电路30输出的电压vch的峰值相同。

因此，在次级侧端子13、14之间的电压vz的峰值高于钳位电压vclamp的期间，从低通滤波器40输出的电压vin的峰值与漏电判定阈值vleak相同。因此，判定为次级侧端子13、14之间的电压vz的峰值高于钳位电压vclamp的期间大于或等于期间t2，通过漏电判定电路50判定为在电路2中发生了漏电。

另外，即使在对电路2施加了雷电浪涌的情况下，次级侧端子13、14之间的电压vz的峰值也与钳位电压vclamp相同，从电压变换电路30输出的电压vch的峰值与漏电判定阈值vleak相同。从电压变换电路30输出的电压vch输入至低通滤波器40。

低通滤波器40的截止频率低于雷电浪涌电流的频率，因此通过低通滤波器40降低雷电浪涌电流所涉及的电压成分。因此，从低通滤波器40输出的电压vin的峰值低于从电压变换电路30输出的电压vch的峰值，没有通过漏电判定电路50判定为在电路2中发生了漏电。如上所述，在漏电检测部4中，能够使由于雷电浪涌电流产生的电压成分相对于电压vin之比即s/n比(signal-to-noiseratio)提高。

图3是用于对实施方式1所涉及的漏电检测部的动作进行说明的图，示出了对没有由漏电判定电路50判定为漏电的大小的漏电电流所流动的电路2施加了雷电浪涌时的例子。

如图3所示，在对漏电电流流动的电路2施加了雷电浪涌电流的情况下，漏电电流与雷电浪涌电流的成分叠加而得到的电流在电路2中流动。此时，从零相序变流器10输出图3所示的波形的输出电流iz。

由于零相序变流器10的输出电流iz而在电压变换电路30的两端产生电压，超过钳位电路20的钳位电压vclamp的电压由钳位电路20钳位。因此，次级侧端子13、14之间的电压vz成为图3所示的波形。

电压变换电路30将由于输出电流iz而产生的电压变换元件31的电压即电压vch向低通滤波器40输出。低通滤波器40从由电压变换电路30输出的电压vch去除高频成分，因此图3所示的波形的电压vin从低通滤波器40向漏电判定电路50输入。

在图3所示的例子中，从低通滤波器40输出的电压vin小于漏电判定阈值vleak，因此漏电判定电路50没有判定为存在漏电。如上所述，在对电路2施加了雷电浪涌电流的情况下，漏电判定电路50没有判定为存在漏电，没有由于电路2的雷电浪涌电流而发生误动作。

如以上所述，实施方式1所涉及的漏电断路器1的漏电检测部4具有零相序变流器10、钳位电路20、电压变换电路30、低通滤波器40和漏电判定电路50。零相序变流器10对在电路2中流动的零相电流进行检测。钳位电路20将零相序变流器10的次级侧端子13、14之间的电压vz限制为小于或等于钳位电压vclamp。电压变换电路30与钳位电路20并联连接，将零相序变流器10的输出电流iz变换为电压vch。低通滤波器40将通过电压变换电路30变换后的电压vch的高频成分去除，将从电压vch去除了高频成分后的电压vin输出。漏电判定电路50基于从低通滤波器40输出的电压vin，对电路2的漏电进行判定。电压变换电路30具有将零相序变流器10的输出电流iz向电压vch变换、将变换后的电压vch向低通滤波器40输出的电压变换元件31和对电压变换电路30的阻抗进行调整的阻抗调整元件32的串联电路。

由此，能够独立于钳位电路20的钳位电压vclamp而对向漏电判定电路50输入的电压vin进行调整。因此，例如，即使在漏电判定电路50的漏电判定阈值vleak低于钳位电压vclamp的情况下，也能够避免由于雷电浪涌电流等单次性的过电流而漏电判定电路50进行误动作。例如，在钳位电路20的二极管21、22为通常的二极管的情况下，钳位电压vclamp为0.7～1[v]。另外，如果二极管21、22为肖特基势垒二极管，则钳位电压vclamp例如为0.3[v]。因此，难以将钳位电压vclamp设为100[mv]，在没有阻抗调整元件32的情况下，由于雷电浪涌电流而输入至漏电判定电路50的电压vin超过100[mv]。此时，如果漏电判定电路50的漏电判定阈值vleak为100[mv]，则漏电判定电路50会弄错雷电浪涌电流而误检测为漏电电流。另一方面，实施方式1所涉及的漏电断路器1的漏电检测部4具有阻抗调整元件32，因此即使不对钳位电压vclamp本身进行调整，也能够容易地与漏电判定电路50的漏电判定阈值vleak相匹配地进行向漏电判定电路50输入的电压vin的最大值的调整。因此，在漏电检测部4中，即使漏电判定阈值vleak例如为100[mv]，也能够防止误检测。

另外，阻抗调整元件32包含电阻。由此，能够不依赖于频率而对从电压变换电路30输出的电压vch进行调整。因此，能够不考虑频率而对电压变换电路30进行调整。

另外，漏电判定电路50在从低通滤波器40输出的电压vin的瞬时值大于或等于漏电判定阈值vleak的状态持续大于或等于预先设定的期间t2的情况下，判定为在电路2中存在漏电。由此，例如与在从低通滤波器40输出的电压vin超过正的阈值和负的阈值这两者的情况下对电路2的漏电进行检测的情况相比，能够高速地对在电路2中发生的漏电进行检测。

实施方式2.

在实施方式1中，由电阻构成了阻抗调整元件，但在实施方式2中，与实施方式1的不同点在于，由电感构成阻抗调整元件。下面，关于具有与实施方式1相同的功能的结构要素，标注同一标号而省略说明，以与实施方式1的漏电断路器1的不同点为中心进行说明。

图4是表示本发明的实施方式2所涉及的漏电断路器的结构例的图。如图4所示，实施方式2所涉及的漏电断路器1a具有开闭部3、漏电检测部4a和跳闸装置5。漏电检测部4a具有零相序变流器10、钳位电路20、电压变换电路30a、低通滤波器40和漏电判定电路50。

电压变换电路30a具有电压变换元件31和阻抗调整元件32a。电压变换元件31是电阻值rf的电阻，阻抗调整元件32a是电感值l的电感。

电压变换电路30a的阻抗z通过下述式(10)表示，从电压变换电路30a输出的电压vch通过下述式(11)で表示。

z＝√{rf²+(ωl)²}···(10)

vch＝rf/√{rf²+(ωl)²}×vz···(11)

因此，通过适当地调整阻抗调整元件32a的电感值l和电压变换元件31的电阻值rf，从而能够将从电压变换电路30a输出的电压vch调整为比钳位电路20的钳位电压vclamp小的任意值。例如，向漏电判定电路50输入的电压vin能够设为小于或等于100mv这样的小值。

另外，在将由于通过漏电检测部4a检测的最小值的漏电电流而产生的次级侧端子13、14的输出电流iz的峰值设为iz＿trip的情况下，钳位电压vclamp成为满足下述式(12)的条件。

vclamp≥iz＿trip×√{rf²+(ωl)²}···(12)

另外，漏电判定电路50的漏电判定阈值vleak成为满足下述式(13)的条件。

vleak≥rf×iz＿trip···(13)

因此，阻抗调整元件32a的电感值l通过下述式(14)表示。

l≤√(vclamp²/iz＿trip²－rf²)/ω···(14)

漏电判定电路50通过电压vin的瞬时值是否大于或等于漏电判定阈值vleak而对漏电进行检测，因此超过漏电判定阈值vleak的电压的值不用于处理。因此，电感值l的最大值lmax通过下述式(15)表示。

lmax＝√(vclamp²/iz＿trip²－rf²)/ω···(15)

在这里，设为vclamp＝1[v]、iz＿trip＝200[μa]、ω＝2πf、f＝50[hz]、rf＝500[ω]。在该情况下，根据上述式(15)，成为lmax＝15.8[h]。

雷电浪涌电流的频率是比漏电电流的频率高的频率，因此能够将上述式(15)的“ω”设定为比漏电电流的频率高的频率。例如，在雷电浪涌电流的频率已知的情况下，能够将上述式(15)的“ω”设为雷电浪涌电流的频率。例如，在雷电浪涌电流的频率为100[khz]的情况下，通过在上述式(15)中设为ω＝100[khz]，从而能够设为lmax＝7.9[mh]。由此，例如能够在输出电流iz的高频成分的频带且比低通滤波器40的截止频率低的频带中对向漏电判定电路50输入的电压vin进行限制。

在实施方式2所涉及的漏电断路器1a的漏电检测部4a中，阻抗调整元件32a包含电感。由此，与漏电电流在电路2中流动的情况下的阻抗调整元件32a的阻抗相比，雷电浪涌电流在电路2中流动的情况下的阻抗调整元件32a的阻抗大。因此，也能够使在电路2中流动雷电浪涌电流的情况下向漏电判定电路50输入的电压vin与漏电判定阈值vleak相比大幅地减小，能够高精度地抑制漏电判定电路50中的误检测。

此外，也可以在实施方式1、2所涉及的阻抗调整元件32、32a将电容元件并联或者串联连接。由此，在如雷电浪涌电流这样高频率的电流在电路2中流动的情况下，与漏电电流在电路2中流动的情况相比，能够减小向漏电判定电路50输入的电压vin。另外，实施方式1的电压变换元件31由电阻构成，但电压变换元件31也可以由电阻和电感进行串联连接的元件构成。另外，上述的阻抗调整元件32、32a的调整是一个例子，阻抗调整元件32、32a的调整并不限定于上述的例子。

以上的实施方式所示的结构，表示本发明的内容的一个例子，也能够与其他公知技术进行组合，在不脱离本发明的主旨的范围，也能够对结构的一部分进行省略、变更。漏电检测部4、4a能够应用于除了漏电断路器1、1a以外的设备或者装置。例如，漏电检测部4、4a能够应用于漏电监视装置、漏电继电器、其他测量器等。

标号的说明

1、1a漏电断路器，2电路，3开闭部，31、32开闭触点，4、4a漏电检测部，5跳闸装置，61、62电源侧连接端子，71、72负载侧连接端子，81、82导体，10零相序变流器，11环状铁心，12次级绕组，13、14次级侧端子，20钳位电路，21、22二极管，30、30a电压变换电路，31电压变换元件，32、32a阻抗调整元件，40低通滤波器，50漏电判定电路，iz输出电流，vch、vin、vz电压，vleak漏电判定阈值，t2期间。