一种桥式直流变换器的制作方法

本发明实施例涉及开关电源领域，更具体地说，涉及一种桥式直流变换器。

背景技术：

隔离型桥式整流拓扑在大功率开关电源、低压大电流场合应用广泛。在车载电源领域，因其拓扑简单可靠、技术原理成熟、性能优良而备受青睐。

隔离型桥式拓扑(典型拓扑为全桥变换器)由于主变压器不可避免存在漏感，副边同步整流mos(mosfet的简称，mosfet，metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor，金属-氧化物-半导体场效应晶体管)也不可避免存在结电容，在原边mos开通的瞬间，原边漏感和副边mos结电容谐振，在副边mos结电容上形成很高的谐振尖峰，如不加处理，将会对副边mos的可耐受电压应力构成挑战。

关于副边应力处置上，当前业内主流的技术主要有无源rcd(电阻-电容-二极管)箝位，以及有源箝位技术。

无源rcd箝位作为一种经典的应力处置方法，电路简当可靠，成本低廉；但是它对应力的箝位效果不如可以灵活控制箝位时机的有源箝位技术。

桥式拓扑处置副边应力的有源箝位技术，可以根据实际电路调试情况，灵活配置箝位管的开关时机，而取得最优的应力处置。一般地，传统的有源箝位电路由一个nmos(n型mosfet，n-metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor，nmosfet，n型金属-氧化物-半导体场效应晶体管)和一个电容串联构成。该种箝位结构nmos的源极接在高压一侧，驱动电路属高边驱动，增加了控制的复杂性，给驱动设计带来困难；在硬件上，还需配置相应的浮驱器件、电路，因而成本也需上升。

技术实现要素：

本发明实施例要解决的技术问题在于，针对上述在传统的桥式直流变换器中，箝位结构nmos的源极接在高压一侧，驱动电路属高边驱动，增加了控制的复杂性，给驱动设计带来困难；在硬件上，还需配置相应的浮驱器件、电路，因而成本也需上升的问题，提供一种新的桥式直流变换器。

本发明实施例解决上述技术问题的技术方案是，提供一种桥式直流变换器，包括逆变单元、变压器和整流单元，所述逆变单元连接在所述变压器的原边，所述整流单元连接在所述变压器的副边，所述桥式直流变换器还包括有源箝位单元和控制单元，所述有源箝位单元连接在所述整流单元的正输出端和负输出端之间，并用于对所述整流单元的开关管的瞬态电压应力进行箝位，所述有源箝位单元包括箝位开关管和箝位电容，且所述箝位电容和所述箝位开关管依次串联连接在所述整流单元副边的正输出端和负输出端之间；所述控制单元连接到所述箝位开关管的控制端，并向所述箝位开关管输出使所述箝位开关管开通和关断的电平信号。

在本发明实施例所述的桥式直流变换器中，所述箝位开关管为pmos管，所述pmos管的源极与所述整流单元的负输出端相连，所述pmos管的漏极经由所述箝位电容连接到所述整流单元的正输出端，所述pmos管的栅极连接到所述控制单元，并接收所述控制单元输出的开通和关断的电平信号。

在本发明实施例所述的桥式直流变换器中，所述控制单元连接到所述逆变单元的开关管的控制端，并在所述逆变单元的开关管开通时间达到第一预设时间段开通所述pmos管，在所述逆变单元的开关管关断之前第二预设时间段关断所述pmos管。

在本发明实施例所述的桥式直流变换器中，所述有源箝位单元包括箝位二极管，所述箝位二极管的阳极连接所述箝位电容的负极，所述箝位二极管的阴极连接所述整流单元的负输出端。

在本发明实施例所述的桥式直流变换器中，所述有源箝位单元包括电阻，所述电阻连接在所述箝位电容的负极和所述pmos管的漏极之间。

在本发明实施例所述的桥式直流变换器中，所述逆变单元包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；其中，所述第一开关管和第二开关管串联连接在所述逆变单元的正输入端和负输入端之间，所述第三开关管、第四开关管串联连接在所述逆变单元的正输入端和负输入端之间；所述变压器的原边的正输入端连接到所述第一开关管和第二开关管的连接节点，所述变压器的原边的负输入端连接到所述第三开关管和第四开关管的连接节点；

所述控制单元分别连接到所述第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管的控制端，并分别向所述第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管输出开通和关断的电平信号。

在本发明实施例所述的桥式直流变换器中，所述整流单元包括第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管；其中，所述第五开关管和第六开关管串联连接在所述整流单元的正输出端和负输出端之间，所述第七开关管和第八开关管串联连接在所述整流单元的正输出端和负输出端之间；所述变压器的副边的正输出端连接到所述第五开关管和第六开关管的连接节点，所述变压器的副边的负输出端连接到所述第七开关管和第八开关管的连接节点；

所述控制单元分别连接到所述第五开关管、第六开关管、第七开关管以及第八开关管的控制端，并分别向所述第五开关管、第六开关管、第七开关管以及第八开关管输出开通和关断的电平信号。

在本发明实施例所述的桥式直流变换器中，在第三预设时间段内，所述控制单元控制所述第一开关管和第四开关管导通，所述第二开关管和第三开关管关断；所述第五开关管和第八开关管导通，所述第六开关管和第七开关管关断；所述pmos管关断；且在所述第三预设时间段内，所述箝位二极管截止；

在第四预设时间段内，所述控制单元控制所述第一开关管和第四开关管导通，所述第二开关管和第三开关管关断；所述第五开关管和第八开关管导通，所述第六开关管和第七开关管关断；所述pmos管关断；且在所述第四预设时间段内，所述箝位二极管导通；

在第五预设时间段内，所述控制单元控制所述第一开关管和第四开关管导通，所述第二开关管和第三开关管关断；所述第五开关管和第八开关管导通，所述第六开关管和第七开关管关断；所述pmos管导通；且在所述第五预设时间段内，所述箝位二极管截止；

在第六预设时间段内，所述控制单元控制所述第一开关管和第四开关管导通，所述第二开关管和第三开关管关断；所述第五开关管和第八开关管导通，所述第六开关管和第七开关管关断；所述pmos管导通；且在所述第六预设时间段内，所述箝位二极管截止；

在第七预设时间段内，所述控制单元控制所述第一开关管和第四开关管导通，所述第二开关管和第三开关管关断；所述第五开关管和第八开关管导通，所述第六开关管和第七开关管关断；所述pmos管关断；且在所述第七预设时间段内，所述箝位二极管截止；

在第八预设时间段内，所述控制单元控制所述第一开关管和第四开关管关断，所述第二开关管和第三开关管关断；所述第五开关管和第八开关管导通，所述第六开关管和第七开关管导通；所述pmos管关断；且在所述第八预设时间段内，所述箝位二极管截止。

在本发明实施例所述的桥式直流变换器中，所述第三预设时间段、第四预设时间段、第五预设时间段、第六预设时间段、第七预设时间段和第八预设时间段顺序相连，且所述第一预设时间段为所述第三预设时间段和第四预设时间段之和，所述第二预设时间段为所述第七预设时间段。

本发明实施例提供的桥式直流变换器具有以下技术效果：有源箝位单元通过使用pmos管，实现了低边驱动，无需额外配置高边驱动电路，降低了技术难度，也显著降低了设计成本。

附图说明

图1是本发明提供的桥式直流变换器第一实施例的示意图；

图2是本发明提供的桥式直流变换器第二实施例的示意图；

图3是本发明提供的桥式直流变换器第三实施例的示意图；

图4是本发明提供的桥式直流变换器的典型发波时序示意图；

图5是本发明提供的桥式直流变换器的第三实施例在0-t0期间电路工作状态示意图；

图6是本发明提供的桥式直流变换器的第三实施例在t0-t1期间电路工作状态示意图；

图7是本发明提供的桥式直流变换器的第三实施例在t1-t2期间电路工作状态示意图；

图8是本发明提供的桥式直流变换器的第三实施例在t2-t4期间电路工作状态示意图；

图9是本发明提供的桥式直流变换器的第三实施例在t4-t5期间电路工作状态示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

如图1所示，是本发明提供的桥式直流变换器第一实施例的示意图，该桥式直流变换器适用于开关电源领域，具体包括逆变单元1、变压器2和整流单元3，逆变单元1连接在变压器2的原边，整流单元3连接在变压器2的副边，本发明实施例提供的桥式直流变换器还包括有源箝位单元4和控制单元，该有源箝位单元4连接在整流单元3的正输出端和负输出端之间，并用于对整流单元3的开关管的瞬态电压应力进行箝位。上述有源箝位单元4具体可包括箝位开关管q9和箝位电容c，且箝位电容c和箝位开关管q9依次串联连接在整流单元3副边的正输出端和负输出端之间，即箝位电容c连接到整流单元3副边的正输出端，箝位开关管q9连接到整流单元3副边的负输出端。控制单元连接到箝位开关管q9的控制端，并向箝位开关管q9输出使箝位开关管q9开通和关断的电平信号。

具体地，上述箝位开关管可为pmos(p型mosfet，p-metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor，p型金属-氧化物-半导体场效应晶体管)管q9，该pmos管q9的源极与整流单元3的负输出端相连，pmos管q9的漏极经由箝位电容c连接到整流单元3的正输出端，pmos管q9的栅极连接到控制单元，并接收控制单元输出的开通和关断的电平信号。

本发明实施例提供的桥式直流变换器，其有源箝位电路单元通过使用pmos实现了低边驱动，无需额外配置高边驱动电路，降低了技术难度，也显著降低了设计成本。

本发明实施例提供的桥式直流变换器的基本原理是利用箝位电容c的稳压特性对pmos管q9的瞬态电压应力进行箝位，上述控制单元连接到逆变单元1的开关管的控制端，并在逆变单元1的开关管开通时间达到第一预设时间段开通pmos管q9，在逆变单元1的开关管关断之前第二预设时间段关断pmos管q9。箝位pmos管q9的驱动可以根据实际情况灵活配置发波，基本宗旨是降低副边电压应力，可由实际调试决定最优发波方式，以使副边电压应力达至最优。

如图2所示，是本发明提供的桥式直流变换器第二实施例的示意图，上述有源箝位单元4可包括箝位二极管d，该箝位二极管d的阳极连接箝位电容c的负极，箝位二极管d的阴极连接整流单元3的负输出端。在箝位电容c充电过程中，电流走外并的箝位二极管d。

如图3所示，是本发明提供的桥式直流变换器第三实施例的示意图；上述有源箝位单元可包括电阻r，该电阻r连接在箝位电容c的负极和pmos管q9的漏极之间。电阻r的作用是在箝位电容c充电过程中，使电流走外并箝位二极管d。

在以上所有桥式直流变换器的实施例中，上述逆变单元包括第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3和第四开关管q4，其中，第一开关管q1和第二开关管q2串联连接在逆变单元1的正输入端和负输入端之间，第三开关管q3、第四开关管q4串联连接在逆变单元1的正输入端和负输入端之间；变压器2的原边的正输入端连接到第一开关管q1和第二开关管q2的连接节点，变压器2的原边的负输入端连接到第三开关管q3和第四开关管q4的连接节点。

上述控制单元分别连接到第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3以及第四开关管q4的控制端，并分别向第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3以及第四开关管q4输出开通和关断的电平信号。

上述整流单元包括第五开关管q5、第六开关管q6、第七开关管q7和第八开关管q8；其中，第五开关管q5和第六开关管q6串联连接在整流单元3的正输出端和负输出端之间，第七开关管q7和第八开关管q8串联连接在整流单元3的正输出端和负输出端之间；变压器2的副边的正输出端连接到第五开关管q5和第六开关管q6的连接节点，变压器2的副边的负输出端连接到第七开关管q7和第八开关管q8的连接节点。

上述控制单元分别连接到第五开关管q5、第六开关管q6、第七开关管q7以及第八开关管q8的控制端，并分别向第五开关管q5、第六开关管q6、第七开关管q7以及第八开关管q8输出开通和关断的电平信号。

结合图3，对本发明提供的桥式直流变换器第三实施例在一个开关周期内的工作原理进行分析，假设电路已处于稳态，箝位电容c的充电路径如图3中①：流经箝位电容c—箝位二极管d；箝位电容c的放电路径如图3中②：流经pmos管q9—电阻r—箝位电容c。

具体地，如图4所示，是本发明提供的桥式直流变换器的典型发波时序示意图：图中，vrect为副边整流单元3开关管的电压应力；vclamp为箝位电容c的电压；iclamp为流经箝位电容c的电流；δt1为箝位pmos管q9延迟原边开关管开通的时间(即上述在逆变单元1的开关管开通时间达到第一预设时间段开通pmos管q9)；δt2为箝位pmos管q9提前原边开关管关断的时间(即上述在逆变单元1的开关管关断之前第二预设时间段关断pmos管q9)。

在第三预设时间段0-t0内：电路工作状态如图5所示，上述控制单元控制第一开关管q1和第四开关管q4导通，第二开关管q2和第三开关管q3关断；第五开关管q5和第八开关管q8导通，第六开关管q6和第七开关管q7关断；副边整流单元3开关管(如mos管)结电容开始充电，副边同步整流单元3mos管电压vrect开始线性上升，但是在其上电压达到箝位电容c的电压vclamp之前，箝位pmos管q9关断，箝位二极管d保持截止，箝位电容c电压vclamp保持不变，箝位电流iclamp为0。

在第四预设时间段t0-t1内：电路工作状态如图6所示，控制单元控制第一开关管q1和第四开关管q4导通，第二开关管q2和第三开关管q3关断；第五开关管q5和第八开关管q8导通，第六开关管q6和第七开关管q7关断；箝位pmos管q9关断；t0时刻，副边同步整流单元3mos管电压vrect达到箝位电容c的电压vclamp，箝位二极管d导通，箝位电容c开始充电，电压线性上升，箝位电流iclamp开始流通，副边同步整流单元3mos管电压vrect继续线性上升(理论上由于箝位电容c很大，上升斜率会平缓很多，波形图未准确画出，只是示意)。

在第五预设时间段t1-t2内：电路工作状态如图7所示，控制单元控制第一开关管q1和第四开关管q4导通，第二开关管q2和第三开关管q3关断；第五开关管q5和第八开关管q8导通，第六开关管q6和第七开关管q7关断；在t1时刻，箝位电容c电压vclamp、副边同步整流单元3mos管电压vrect均达到最大，此时箝位pmos管q9开通，箝位二极管d截止，箝位电流iclamp开始过零反向，箝位电容c放电，箝位电容c电压vclamp、副边同步整流单元3mos管电压vrect均线性下降，到达t2时刻，箝位电容电压vclamp、副边同步整流单元3mos管电压vrect均下降到稳态电压应力，箝位电流再次到0，箝位电路在本周期内的工作状态结束。在第六预设时间段t2-t3内，控制单元控制第一开关管q1和第四开关管q4导通，第二开关管q2和第三开关管q3关断；第五开关管q5和第八开关管q8导通，第六开关管q6和第七开关管q7关断；箝位pmos管q9开关管导通；且在第六预设时间段内，箝位二极管d截止。

在第七预设时间段t3-t4内，控制单元控制第一开关管q1和第四开关管q4导通，第二开关管q2和第三开关管q3关断；第五开关管q5和第八开关管q8导通，第六开关管q6和第七开关管q7关断；箝位pmos管q9关断；且在第七预设时间段内，箝位二极管d截止。

在第八预设时间段t4-t5内，控制单元控制第一开关管q1和第四开关管q4关断，第二开关管q2和第三开关管q3关断；第五开关管q5和第八开关管q8导通，第六开关管q6和第七开关管q7导通；箝位pmos管q9关断；且在第八预设时间段内，箝位二极管d截止。

上述第三预设时间段、第四预设时间段、第五预设时间段、第六预设时间段、第七预设时间段和第八预设时间段顺序相连，且上述第一预设时间段具体即可为第三预设时间段和第四预设时间段之和，第二预设时间段即可为第七预设时间段。

在t2-t5时间段内：电路工作状态如图8(t2-t4)、图9(t4-t5)所示，该段时间，有源箝位单元4不起作用，桥式直流变换器电路按正常状态工作，但是在t3时刻应及时关断pmos管q9，确保在原边逆变单元1的第一开关管q1和第四开关管q4关断前，pmos管q9已经关断，否则续流期间箝位电容c将有电荷泄放的风险，引起箝位电路工作异常。

由上工作原理分析总结，在t0-t1时间段，箝位二极管d导通，箝位电容c接入电路进行充电，副边整流单元3mos管电压应力被箝位电容c电压箝位；在t1-t2时间段，pmos管q9导通，对箝位电容c进行放电，如此一来，在稳态工况下，箝位电容c自动实现充放电平衡，保证箝位电路可靠运行。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。