三相软切换PFC整流器的制作方法

本发明一般涉及带功率因数校正(powerfactorcorrection,pfc)的前端整流器，并且更具体地涉及三相pfc整流器。

背景技术：

现已充分确立：带有三个或更多开关的三相功率因数校正(pfc)整流器与以较少数量开关实现的整流器(其不能独立地对每个相电流进行有效成形)相比，显示出较好的功率因数(pf)及总谐波失真(totalharmonicdistortion,thd)。然而，由于简易性及低成本，单个及两个开关的整流器对于在成本敏感应用中的部署仍然非常有吸引力。

图1示出最常采用的现有技术中的三相单开关整流器。这个简单的三相升压(boost)整流器通过以不连续导电模式(discontinuousconductionmode,dcm)操作，即通过允许升压电感器在每个切换周期中对其能量进行完全放电，从而执行低谐波整流。众所周知，在dcm操作中，升压整流器的线路电流自然趋向于跟随各自的线路电压，其结果是改善了线路电流的thd和pf。由于未直接调节电感器电流，因此将开关专用于以低带宽恒频控制来调节输出电压。如在文献中报导的那样，图1中的电路能够获得分别为10-20％的thd及0.94-0.96范围的pf，这在一些应用中是足够的。

通常，获得更好的thd的主要障碍在于与升压电感器的充电时间相比相对长的升压电感器放电时间。即，电感器的充电电流(在开关接通的时段期间)与它们各自的相电压成比例，并且因此不会导致电流失真。然而，每个电感器的放电电流(在开关断开的时段期间)与在输出电压和所有三相电压之间的差异成比例，这引入平均相电流的失真。为了使电流失真最小化，通过增加电感器的复位电压而使电感器的放电时间尽量短。

对于给定的输入电压，电感器的复位电压仅能够通过增加输出电压而增加。由于升压操作需要输出电压大于峰值相电压的两倍，因而图1中的电路中的输出电压已经很高(对于380-v的三相线对线输入大约是750v)，所以通过增加输入电压来改善thd是不可行的。即，输出电压增加将需要具有更高电压额定值的元件，这些元件一般较贵并且由于其传导及切换损耗增加而造成效率较低。

电路的thd还可通过各种谐波注入技术来改善。由于这些技术基于控制电路细调而非功率级的重新设计来改善thd，因此它们不会受到成本及效率障碍。然而，通过已报导的谐波注入技术来获得的改善相对有限。

进一步的thd和pf性能改善可通过凭借两开关三相整流器的实施来获得。图2示出这类三相整流器的一个现有技术实施例。该电路的详细操作在d.xu等人于1998年在ieeeapec(appliedpowerelectronicsconference)发表的文章“quasi-soft-switchingpartlydecoupledthree-phasepfcwithapproximateunitypowerfactor”中予以描述。

通常，通过将中性电感器连接到开关的中点及分裂输出电容器，可在该电路中降低开关元件两端的电压应力。该连接使相电流部分地去耦合，即，使线路周期(lineperiod)的大多部分中的相电流仅取决于它们对应的相电压，即，使三相pfc整流器在线路周期的大多部分中时用作三个独立的单相pfc整流器。众所周知，在单相pfc升压整流器中，如果变换器总是以慢带宽输出控制而以dcm操作，则能够减小线路电流失真。因此，通过以dcm操作图2中的电路，可实现它的pfc。

图3示出另一个现有技术的电路，该电路通过为没有中性点可用的应用、即在带有三线电力线的应用中创建虚拟中性点(neutral)而对图2中的电路进行改进。该虚拟中性点通过电容器c1、c2、c3与三个线路电压的y形(“星形”)连接实现。由于在该连接中这三个电容器的公共节点的电势与电源的中性点的电势相等，因此平均电容器电压与相电压相等。图3中的电路在ying等人的“integratedconverterhavingthree-phasepowerfactorcorrection”美国专利7,005,759中更加详细的描述。

图4示出通过去除在开关的中点与分裂电容器之间的连接而获得进一步的thd改善的现有技术。在该连接被去除的情况下，电感器的复位电压翻倍，即，复位电压从输出电压的一半(vo/2)增加到全输出电压(vo)，这缩短了电感器电流的复位时间。减小的电流复位(放电)时间使得所述相去耦合的时间间隔相对于所述相未去耦合的时间更短，这进一步改善了thd。

图5示出了现有技术电路，该电路具有去除整流器二极管do1和do2而实现的图4中的电路。在由k.nishimura等人于2006年在ieeepesc(powerelectronicsspecialists’conference)发表的文章“anovelprototypediscontinousinductorcurrentmodeoperatedthree-phasepfcpowerconverterwithfouractiveswitches”中给出了图5中电路的全面分析。尽管去掉整流器有助于改善效率，但却使得图5电路的交错变得不可能，而这可成为一种缺陷，原因在于交错常用于延长在dcm中或在ccm/dcm边界操作的变换器的功率范围。

在图2-5中所示的两开关三相整流器的主要问题之一是它们的emi性能，并且特别是它们的共模噪声。即，在上述所有实施方案中，六-二极管桥式整流器的上轨(upperrail)及下轨(lowerrail)每当对应的开关进行换相时经历快速的高电压变化。此外，在图4和图5示出的、不具有分裂电容器的实施方案中，负载也受到这些电压变化的影响，从而使共模噪声问题加剧。结果，这些电路一般需要多级emi滤波器，这增加了它们的成本和尺寸。

上述实施方案的另一个主要问题是，当在电容器两端连接负载时，这些实施方案未同时提供pfc及分裂电容器的电压平衡。对输出电容器进行分裂并且在分裂电容器两端连接负载经常用于当今的三相整流器中，以使得能够采用以较低额定元件来设计的下行变换器，该较低额定元件比高额定电压的元件更加经济且高效。为了使用分裂电容器方法，这些电路需要增补电压平衡电路，这进一步增加了成本并也可能影响电路尺寸。

因此，需要具有改善的emi性能的低输入电流谐波三相升压整流器。还需要同时提供pfc及分裂电容器电压平衡的低输入电流谐波三相升压整流器。

技术实现要素：

简言之，根据本发明的一个实施例，低输入电流谐波三相升压整流器包括用于接收与中性节点相关的三相输入电压的输入级，以及用于与至少一个负载耦合的输出级。该输出级包括与中性节点耦合的多个输出电容器。该整流器进一步包括耦合在三相输入电压的对应相与中性节点之间的一个或多个电容器，并且包括一个或多个切换变换级，该一个或多个切换变换级具有与中性节点耦合的多个开关。该一个或多个变换级进一步包括与三相输入电压的对应相耦合的一个或多个升压电感器、耦合在该一个或多个升压电感器与切换变换级的多个开关之间的一个或多个输入桥式二极管、以及在切换变换级的多个开关两端耦合的一个或多个飞跨电容器。

该整流器进一步包括一个或多个控制器，该一个或多个控制器用于基于由全负载及最小输入电压确定的最小频率或者由轻负载及最大输入电压确定的最大频率这二者中的至少一个而改变切换频率以及以交错或并联方式操作所述一个或多个切换变换级的所述多个开关；以及该整流器包括一个或多个去耦级，该一个或多个去耦级包括初级电感元件和次级电感元件，其中所述初级电感元件具有初级端且所述次级电感元件具有次级端，所述初级端和所述次级端在切换变换级两端连接以将所述输出级与所述切换变换级感应去耦合。

根据本发明的一个实施例的一些更详细的特征，该多个开关中的一个或多个开关在该一个或多个开关两端的电压基本为零时接通。在另一个实施例中，该多个开关以固定占空比操作，该固定占空比是基本上为50％的占空比。在又一个实施例中，控制器用于在轻负载和无负载之间的范围内以突发模式操作。

根据本发明的一个实施例的其它更详细特征，电感元件被磁化耦合。电感元件可包括一个或多个感应加热线圈。该感应加热线圈可以与对应的线圈选择开关耦合。在另一个实施例中，输出电容器中的每一个均用于耦合在至少一个负载两端。在又一个实施例中，输出电容器中的每一个的两端的电压基本相等。在又一个实施例中，输出级的输出电容器与三相四线输入系统的输入中性线耦合。

根据本发明的一个实施例的进一步更详细特征，整流器进一步包括耦合在中性节点与输出级的输出电容器之间的隔离电容器。在又一个实施例中，在多个开关与一个或多个飞跨电容器之间耦合一个或多个隔离二极管。在其它方面，在输入电压与电容器之间耦合一个或多个涌入电流控制电路。输入级可进一步包括输入电磁干扰(iuputelectromagneticinterference,emi)滤波器。输入桥式二极管可以是同步整流器。每个开关可以包括具有反并联二极管的金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)或绝缘栅双极晶体管(igbt)。

根据本发明的一个实施例的附加详细特征，所述一个或多个切换变换级包括多个切换变换级，每个切换变换级与所述一个或多个去耦级中对应的一个耦合。在另一个实施例中，所述一个或多个切换变换级包括多个切换变换级，每个切换变换级可通过一个或多个隔离电容器与一个或多个去耦级中对应的一个耦合。

简言之，根据本发明的另一个实施例，低输入电流谐波三相升压整流器包括用于接收与中性节点相关的三相输入电压的输入级以及用于与至少一个负载耦合的输出级。该整流器进一步包括耦合在三相输入电压的对应相与中性节点之间的一个或多个电容器，且包括至少两个切换变换级，所述切换变换级具有与中性节点耦合的多个开关。切换变换级进一步包括与三相输入电压的对应相耦合的一个或多个升压电感器、耦合在一个或多个升压电感器与变换级的多个开关之间的一个或多个输入桥式二极管、以及耦合在变换级的多个开关两端的一个或多个飞跨电容器。

整流器进一步包括一个或多个控制器，该一个或多个控制器用于基于由全负载及最小输入电压确定的最小频率或者由轻负载及最大输入电压确定的最大频率这二者中的至少一个而改变切换频率以及以交错或并联方式操作所述至少两个切换变换级的所述多个开关；以及包括一个或多个去耦级，所述一个或多个去耦级包括用于将输出级与至少两个切换变换级隔离的一个或多个变压器。其中，变压器包括一次绕组、二次绕组以及输出绕组，其中，所述一次绕组具有初级端且所述二次绕组具有次级端，所述初级端和所述次级端在切换变化级两端连接，并且其中，所述输出绕组将所述输入级与所述输出级电位隔离。控制器还用于以相移控制来操作该切换变换级的多个开关。

根据本发明的一个实施例的更详细特征，变压器进一步包括通过一个或多个隔离电容器耦合在多个切换变换级之间的一个或多个一次绕组。在另一个实施例中，整流器进一步包括在变压器的输出侧的整流器及中心抽头绕组。在又一实施例中，整流器进一步包括在变压器的输出侧的全波整流器。在又一实施例中，整流器进一步包括在变压器的输出侧的倍流整流器(currentdoublerrectifier)。在进一步实施例中，整流器进一步包括在变压器的输出侧的同步整流器。在又一实施例中，整流器进一步包括在变压器的输出侧的滤波器。

根据本发明的一些更详细的特征，所述多个开关中的一个或多个开关在所述一个或多个开关两端的电压基本为零时接通。在另一个实施例中，所述多个开关以固定占空比操作，所述固定占空比是基本上50％的占空比。在又一个实施例中，所述控制器用于在轻负载和无负载之间的范围内以突发模式操作。

根据本发明的进一步更详细特征，在输入电压和电容器之间耦合一个或多个涌入电流控制电路。在另一个实施例中，输入级进一步包括输入电磁干扰emi滤波器。在又一个实施例中，输入桥式二极管是同步整流器。在又一个实施例中，每个开关包括具有反并联二极管的mosfet或igbt。

简言之，根据本发明的又一实施例，低输入电流谐波三相升压整流器包括用于接收与中性节点相关的三相输入电压的输入级以及用于与至少一个负载耦合的输出级。整流器进一步包括耦合在三相输入电压的对应相与中性节点之间的一个或多个电容器，且包括一个或多个切换变换级，该一个或多个切换变换级具有与中性节点耦合的多个开关。该一个或多个变换级进一步包括与三相输入电压的对应相耦合的一个或多个升压电感器、耦合在一个或多个升压电感器与切换变换级的多个开关之间的一个或多个输入桥式二极管、以及在切换变换级的多个开关两端耦合的一个或多个飞跨电容器。

整流器进一步包括一个或多个控制器，该一个或多个控制器用于基于由全负载及最小输入电压确定的最小频率或者由轻负载及最大输入电压确定的最大频率这二者中的至少一个而改变切换频率以及以交错或并联方式操作所述一个或多个切换变换级的所述多个开关；且该整流器包括一个或多个去耦级，该一个或多个去耦级包括用于将输出级与一个或多个切换变换级中的至少一个隔离的一个或多个变压器。其中，变压器包括一次绕组、二次绕组以及输出绕组，其中，所述一次绕组具有初级端且所述二次绕组具有次级端，所述初级端和所述次级端在切换变化级两端连接，并且其中，所述输出绕组将所述输入级与所述输出级电位隔离。整流器进一步包括通过所述至少一个变压器与所述一个或多个切换变换级的多个开关耦合的多个辅助开关。控制器进一步用于根据相移或脉冲宽度调制中的至少一个而操作多个辅助开关。

根据本发明的一个实施例的一些更详细的特征，通过所述至少一个变压器与所述一个或多个切换变换级的多个开关耦合的多个辅助开关形成至少一个全桥式变换器。在另一个实施例中，变压器包括耦合在辅助开关的接合点与中性节点之间的一次绕组。在另一个实施例中，变压器包括通过一个或多个隔离电容器耦合至中性节点的一次绕组。在又一个实施例中，整流器进一步包括在变压器的输出侧的整流器及中心抽头绕组。在又一个实施例中，整流器进一步包括在变压器的输出侧的全波整流器。在又一个实施例中，整流器进一步包括在变压器的输出侧的倍流整流器。在又一个实施例中，整流器进一步包括在变压器的输出侧的同步整流器。在又一个实施例中，整流器进一步包括在变压器的输出侧的一个或多个滤波器。在又一个实施例中，多个开关和变压器形成正向变换器。在又一个实施例中，整流器进一步包括在变压器的输出侧的具有一个或多个输出电感器的输出滤波器。

根据本发明的进一步更详细特征，在又一个实施例中，多个开关和变压器形成回扫变换器。在又一个实施例中，变压器包括与至少一个谐振电感器及一个或多个谐振电容器耦合的一次绕组。在又一个实施例中，多个开关和变压器形成谐振变换器。在又一个实施例中，多个开关的一个或多个开关在该一个或多个开关两端的电压基本为零时接通。在又一个实施例中，多个开关以固定占空比操作，所述固定占空比是基本上为50％的占空比。在又一个实施例中，控制器用于在轻负载和无负载之间的范围内以突发模式操作。在又一个实施例中，在输入电压与电容器之间耦合一个或多个涌入电流控制电路。在又一个实施例中，输入级进一步包括输入电磁干扰emi滤波器。在又一个实施例中，输入桥式二极管是同步整流器。在又一个实施例中，每个开关包括具有反并联二极管的mosfet或igbt。

附图说明

图1示出三相单开关pfcdcm升压整流器。

图2示出用于具有中性线连接的电力系统的三相两开关pfcdcm升压整流器。

图3示出具有虚拟中性点并具有分裂输出电容器的三相两开关pfcdcm升压整流器。

图4示出具有中性线连接并具有单输出电容器的三相两开关pfcdcm升压整流器。

图5示出不具有输出二极管整流器的三相两开关pfcdcm升压整流器。

图6示出根据本发明实施例的三相两开关零电压切换(zerovoltageswitching,zvs)pfcdcm升压整流器。

图7示出根据本发明实施例的图6所示电路的简化模型，该模型示出电流和电压的参考方向。

图8a-8j示出根据本发明实施例的图6中电路在切换周期期间的拓扑级。

图9示出根据本发明实施例的图6中电路在切换周期期间的键控波形。

图10示出根据本发明实施例的具有两个独立负载的三相两开关zvspfcdcm升压整流器。

图11示出根据本发明实施例的具有两个独立电感器及两个独立负载的三相两开关zvspfcdcm升压整流器。

图12示出根据本发明实施例的、在虚拟中性点和两个分裂输出电容器的中点之间具有隔离电容器的三相两开关zvspfcdcm升压整流器。

图13示出根据本发明实施例的、在输入源中性点和两个分裂输出电容器的中点之间具有耦合的三相两开关zvspfcdcm升压整流器。

图14示出根据本发明实施例的具有耦合的电感器和两个隔离二极管的三相两开关zvspfcdcm升压整流器。

图15示出根据本发明实施例的具有涌入电流控制器的三相两开关zvspfcdcm升压整流器。

图16示出根据本发明实施例的三相两开关zvspfcdcm升压整流器，其中，输入桥式整流器由受控开关构成。

图17示出根据本发明实施例的具有双一次绕组变压器的三相两开关隔离的zvspfcdcm升压整流器。

图18示出根据本发明实施例的具有中心抽头一次绕组变压器的三相两开关隔离的zvspfcdcm升压整流器。

图19示出本发明实施例的具有双一次绕组变压器的三相四开关隔离的zvspfcdcm升压输入全桥式输出整流器。

图20示出根据本发明实施例的图19中电路的四个开关在切换周期期间的相移受控波门。

图21示出本发明实施例的图19中电路的四个开关在切换周期期间的pwm波门。

图22示出根据本发明实施例的与图19中电路耦合的控制器的框图。

图23示出根据本发明实施例的具有单一次绕组变压器的三相四开关隔离的zvspfcdcm升压输入全桥式输出整流器。

图24示出根据本发明实施例的图23中电路的四个开关在切换周期期间的相移波门。

图25示出根据本发明实施例的图23中电路的四个开关在切换周期期间的pwm波门。

图26示出根据本发明实施例的与图23中电路耦合的控制器的框图。

图27示出根据本发明实施例的具有双一次绕组变压器及dc电流隔离电容器的三相四开关隔离的zvspfcdcm升压输入全桥式输出整流器。

图28示出根据本发明实施例的具有单一次绕组变压器及dc电流隔离电容器的三相四开关隔离的zvspfcdcm升压输入全桥式输出整流器。

图29示出根据本发明实施例的具有两个变压器及两个输出滤波电感器的三相四开关隔离的zvspfcdcm升压输入正向输出整流器。

图30示出根据本发明实施例的图29中电路的四个开关在切换周期期间的pwm波门。

图31示出根据本发明实施例的具有两个变压器及输出滤波电感器的三相四开关隔离的zvspfcdcm升压输入正向输出整流器。

图32示出根据本发明实施例的具有两个变压器及输出滤波电感器的三相四开关隔离的zvspfcdcm升压输入回扫输出整流器。

图33示出根据本发明实施例的图32中电路的四个开关在切换周期期间的pwm波门。

图34示出根据本发明实施例的交错的三相两开关zvspfcdcm升压整流器。

图35示出根据本发明实施例的具有dc电流隔离电容器的交错的三相两开关zvspfcdcm升压整流器。

图36示出根据本发明实施例的交错的三相两开关隔离的zvspfcdcm升压整流器。

图37示出根据本发明实施例的具有dc电流隔离电容器的交错的三相两开关隔离的zvspfcdcm升压整流器。

图38示出根据本发明实施例的具有附加相移控制的交错的三相两开关隔离的zvspfcdcm升压整流器。

图39示出根据本发明实施例的图38中电路的四个开关在切换周期期间的相移受控波门。

图40示出根据本发明实施例的具有两个变压器及附加相移控制的交错的三相两开关隔离的zvspfcdcm升压整流器。

图41示出根据本发明实施例的具有谐振元件的三相两开关隔离的zvspfcdcm升压整流器。

图42示出根据本发明实施例的具有谐振元件的三相四开关隔离的zvspfcdcm升压整流器。

图43示出根据本发明实施例的具有耦合感应加热线圈及两个谐振电容器的三相两开关zvspfcdcm升压整流器。

图44示出根据本发明实施例的具有感应加热线圈及两个谐振电容器的三相两开关zvspfcdcm升压整流器。

图45示出根据本发明实施例的具有感应加热线圈及谐振电容器的三相四开关zvspfcdcm升压整流器。

图46示出根据本发明实施例的具有多个感应加热线圈及选择开关的三相两开关zvspfcdcm升压整流器。

具体实施方式

本发明涉及三相整流器实施方案，该方案提供了输入电流的低thd和高pf以及宽负载范围内的开关软切换。下面描述非隔离的实施方案及隔离的实施方案。非隔离的实施方案在采用串联连接的下行变换器时可降低共模噪声并提供分裂电容器的自动平衡。隔离的实施方案可提供将输出与输入侧电隔离。而且，通过利用增加的开关采用附加相移或脉冲宽度调制(pwm)控制，隔离的实施方案能够严格控制它们的输出电压，以使不必要的电压脉动最小化。还可将电路交错以减小它们的电流和电压脉动。

图6示出根据本发明实施例的三相两开关zvspfcdcm低输入电流谐波升压整流器的框图。该电路的输入由通过emi滤波器与三相输入端子耦合的三个升压电感器l1、l2和l3以及以y形(“星形”)配置连接的三个电容器c1、c2和c3组成。滤波电容器的公共点n连接至开关s1和s2之间的中点并且还连接到分裂输出电容器co1和co2的中点。用于对电感器电流进行复位的电容器cr连接在串联连接开关的两端，并且通过耦合电感器lc与输出去耦合。

整流器包括：输入级，该输入级用于接收与中性节点相关的三相输入电压；以及输出级，该输出级用于与至少一个负载耦合。该输出级包括与中性节点n耦合的多个输出电容器co1和co2。

整流器进一步包括耦合在三相输入电压的对应相与中性节点n之间的一个或多个电容器c1、c2和c3，且包括一个或多个切换变换级，每个切换变换级具有与中性节点n耦合的多个开关s1和s2。每个开关可以是具有反并联二极管的金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)或绝缘栅极晶体管(igbt)。

图6示出包括与中性节点耦合的开关s1和s2的一个切换变换级。开关s1和s2以基本上50％占空比的固定占空比操作。该一个或多个变换级进一步包括与三相输入电压的对应相耦合的一个或多个升压电感器l1、l2和l3、耦合在该一个或多个升压电感器与变换级的所述多个开关之间的一个或多个输入桥式二极管d1-d6、以及耦合在变换级的所述多个开关两端的一个或多个飞跨电容器cr。

整流器进一步包括一个或多个控制器，其用于基于至少一个负载和输入电压的状态中的至少一个来改变所述多个开关的切换频率；且包括一个或多个去耦级，每个去耦级包括一个或多个电感元件，例如电感器lc或变压器，该一个或多个电感元件用于将输出级与一个或多个切换变换级中的至少一个进行电感去耦合。

每个输出电容器可用于耦合在至少一个负载两端，且每个输出电容器两端的电压可以实质相等。

整流器提供了输入电流的低thd和高pf以及宽负载范围内的开关软切换。这通过以dcm操作升压电感器以及通过以可变频率控制来控制整流器的输出电压而实现。此外，在采用串联连接的下行变换器时，整流器展现出降低的共模噪声并拥有分裂电容器的自动平衡。

当整流器包括多个切换变换级而每个切换变换级与所述一个或多个去耦级中对应的一个耦合时，控制器可进一步用于以交错或并联方式来操作所述多个切换变换级的多个开关。该一个或多个切换变换级可通过一个或多个隔离电容器来与一个或多个去耦级中对应的去耦级耦合。

y形连接的电容器c1、c2和c3的主要目的是创建虚拟接地，即，具有与输入(源)电压中性点相同的电势的节点，该输入(源)电压中性点在三线电力系统中是物理上不可用的。通过将虚拟中性点n直接连接到开关s1和s2之间的中点，实现三个输入电流的去耦合。在这样的去耦合电路中，三个电感器的每一个中的电流仅取决于对应的相电压，这减小thd并增大pf。

具体地，在图6的电路中，桥式二极管d1-d6在开关s1接通时仅允许正输入电压通过开关s1传送电流，且在开关s2接通时仅允许负输入电压通过开关s2传送电流。可在开关两端电压实质为零时接通开关。因此，当开关s1接通时，在具有正电压半线路周期(half-linecycle)的相中的任何升压电感器携带正电流；而当开关s2接通时，在具有负电压半线路周期的相中的任何升压电感器携带负电流。在开关s1断开期间，在连接至正相电压的电感器中存储的能量被提供给电容器cr，而在开关s2断开期间，在连接至负相电压的电感器中存储的能量被提供给电容器cr。

因为在每个切换周期，电容器cr的每个端子的电压随着高的dv/dt变化，所以耦合电感器lc连接在飞跨电容器(flyingcapacitor)cr与输出之间，以将输出与通常产生不可接受的共模emi噪声的这些快速高电压转变进行隔离。采用耦合电感器lc，输出共模噪声非常低，这是因为其被包含在由s1-s2-cr环路构成的相对小的区域中。而且，由于在输出与开关s1、s2之间存在提供阻抗的耦合电感器lc，因此多个整流器的并联/交错操作是可能的。

图7示出根据本发明实施例的图6中电路的简化模型，该模型示出了电流及电压的参考方向。为了简化操作分析，假设图6中示出的输入和输出滤波电容器的脉动电压是可忽略的，使得能够通过恒压源van、vbn、vcn、vo1和vo2表示输入和输出滤波电容器两端的电压。同样，假设当处于接通状态时，半导体展现出零电阻，即，它们短路。然而，在该分析中未忽略开关的输出电容。

将图6中的耦合电感器lc建模为具有磁化电感lm和漏电感llk1、llk2的双绕组理想变压器。最后，由于电容器cr两端的平均电压与输出电压vo(vo＝vo1+vo2)相等，因此将电容器cr建模为恒压源。简化整流器的电路图在图7中示出。当van>0、vbn<0且vcn<0时，图7中的电流和电压的参考方向与线周期的60度扇段对应。

为了进一步利于解释操作，图8a-8j示出根据本发明实施例的图7中电路在切换周期期间的拓扑级，而图9示出根据本发明实施例的功率级键控波形。

如可在图9中从开关s1和s2的门驱动时序图看到的那样，在图6中的电路中，开关s1和s2以互补方式操作，在断开一个开关与断开另一个开关之间具有短停滞时间(deadtime)。利用这种选通策略，这两个开关都能实现zvs。然而，为了针对变化的输入电压和/或输出负载而保持zvs，整流器采用可变切换频率控制。

通过全负载及最小输入电压来确定最小频率，而通过轻负载和最大输入电压来确定最大频率。必要时，整流器可在无负载或极轻负载情况下以受控的突发模式或脉冲跳过模式操作，以避免不必要的高频操作。应注意，还可以对该电路采用其它控制策略，包括恒频pwm控制。然而，针对pwm控制，不能保持zvs。

如在图8(a)和图9中所示，在开关s1于t＝t1处断开之前，电感器电流il1流过开关s1。电感器电流il1的斜率与van/l1相等，并且在t＝t1处电感器电流的峰值近似为：

其中，van是线路与中性点间电压且ts是切换周期。由于在断开开关s1和接通开关s2之间的停滞时间相比于切换周期ts非常短，因此在公式(1)中忽略了停滞时间的作用。在t0和t1之间的时间段期间，电流io1以-vo1/(lm+llk1)的速率减小，而电流io2以(vcr-vo1)/(lm+llk2)的速率增大。磁化电流im是电流io1和io2之间的差值。

应注意，耦合电感器lm的磁化电感值被设计为足够大，使得耦合电感器的脉动电流不实质影响整流器操作。如图6中所示，电感器lc的两个绕组以抵消来自该两个绕组的差分电流的磁通量的方式进行耦合，使得能够在未饱和情况下通过磁芯中的小间隙来获得大的磁化电感。尽管在图8中的拓扑级中示出了电流io1和io2，但是由于该电流io1和io2的作用是可忽略的，因此不对它们作进一步讨论。

在t＝t1处，当开关s1断开时，电感器电流il1开始对开关s1的输出电容进行充电，如图8(b)中所示。因为开关s1和开关s2两端的电压的总和被箝位至“飞跨”电容器电压vcr，因此开关s2的输出电容的放电速率与开关s1的输出电容的充电速率相同。这个时间段在开关s2的输出电容完全放电时结束，并且开关s2的反并联体二极管在t＝t2处开始导电，如图8(c)和图9中所示。

因为开关s2的体二极管被正向偏置，因此电感器电流il2和il3开始线性增大。在t＝t3处，以zvs接通开关s2且电感器电流il2和il3从开关s2的反并联二极管整流换向至该开关，如图8(d)中所示。这个时间段在电感器电流il1于t＝t4处减小到零时结束。为了保持dcm操作，在t＝t3和t＝t4之间的时间段小于切换周期ts的一半，这意味着电感器电流il1的上升斜率应该小于其下降斜率。结果，与输出电压vo相等的“飞跨”电容器cr两端的最小电压vcr(min)是：

其中，van-pk是峰值线路与中性点间电压。

还应注意，由于在t2-t4间隔期间电感器电流il2和il3以与电感器电流il1相反的方向流动，因此通过开关s2的平均电流减小，从而在所提出的整流器中的开关展现出减小的功率损耗。

在t＝t4和t＝t5之间的时间段期间，电感器电流il2和il3继续流过开关s2，如在图8(e)中所示。如在图9中示出，电感器电流il2和il3在该时间段期间的斜率分别等于vbn/l2和vcn/l3。在开关s2于t＝t5处断开的时刻，电感器电流的峰值近似为：

如从公式(1)、(3)和(4)中可以看出，每个电感器电流的峰值与其对应的输入电压成比例。

在开关s2于t＝t5处断开之后，电感器电流il2和il3开始同时对开关s2的输出电容充电并对开关s1的输出电容放电，如图8(f)中所示。这个时间段在t＝t6处结束，此时开关s1的输出电容被完全放电并且其反并联二极管开始导电，如图8(g)和图9中所示。在t＝t6之后，开关s1能够以zvs接通。在图9中，开关s1在t＝t7处接通。如在图8(h)中所示，一旦开关s1接通，不断增大的电感器电流il1就以与电感器电流il2和il3相反的方向流过开关s1，使得开关s1仅携带电流il1与电流il2、il3之和的差值。这个时间段在t＝t8处结束，此时电感器电流il3降至0。在t8-t9时间段期间，不断减小的电感器电流il2继续流过开关s1，如图8(i)中所示。最后，在电感器电流il2在t＝t9处达到0时，开始新的切换周期，如图8(j)中所示。

在图6中所示的电路中，由于每个升压电感器在相关开关接通的时间期间的充电电流与其对应的相电压成比例，且每个升压电感器的放电电流与“飞跨”电容器电压vcr和对应的相电压的差值成比例，如在图9中的电感器电流波形中所示的那样，因此每个升压电感器在切换周期期间的平均电感器电流<il(avg)>ts是：

其中，l＝l1＝l2＝l3，且ω是线路电压的角频率。

通过定义输入对输出电压转换比m为：

以及回想起飞跨电容器cr两端的电压与输出电压vo相等，即vcr＝vo，则公式(5)中的平均电感器电流<il(avg)>ts可重新写为：

应注意，公式(7)中平均电感器电流il(avg)的表达式与以dcm操作的单相恒频升压pfc的平均电感器电流的表达式完全相同。公式(7)中的平均电感器电流的电流失真由分母项(m-sinωt)导致，并且该电流失真取决于电压转换比m。

在表i中总结了对于不同m的平均电感器电流的谐波含量。如从表i中可看出，3阶谐波是主要的失真分量。然而，在三线电力系统中，由于中性线不可用(或者未连接)，因而线路电流不能包含三倍次谐波(3阶谐波及3阶谐波的奇数倍)。结果，由于根据表i，剩下的谐波仅贡献小于整个电流失真的1％，因此所提出的电路展现出非常低的thd以及高的pf。应注意，线路电流不能包含第三阶谐波，滤波电容器c1-c3的电压将包含该3阶谐波并自动排除电感器电流的3阶谐波。

该电路能够以许多其它实施例实现。例如，图10是根据本发明实施例的具有两个独立负载的实施方案。由于所提出的双开关整流器自动平衡两个输出电容器两端的电压，因此不需要另外的电压平衡电路。由于电感器lc的绕组两端的平均电压是零，因此，由于在图10电路中开关s1和s2两端的平均电压分别与电容器c1和c2两端的电压vo1和vo2相等，所以实现了自然的电压平衡。因为开关以近似50％占空比操作，因此它们的平均电压与vcr/2相等，使得vo1＝vo2＝vcr/2。

还可以根据本发明实施例，将图6中的实施例实施为具有如图11中所示的两个独立的电感器，以及根据本发明实施例具有如图12中所示的隔离电容器cb。该隔离电容器耦合在中性节点与输出电容器之间。通过增加如图12中所示的隔离电容器cb，可以防止从开关s1与s2之间的节点循环至电容器co1与co2之间的节点的任何dc电流。

图13示出了根据本发明实施例，当为三相四开关系统时在电容器co1与co2之间的节点能够连接到输入源的中性线。图13中所示的电路具体可用于非隔离的不间断电源(uninterruptiblepowersupply,ups)系统，该系统需要连接至三相输入源的中性线，以提供公共接地的ac电压输出。

图14示出图6中的实施例也可根据本发明实施例而实施为具有两个隔离二极管。该隔离二极管可以耦合在多个开关与一个或多个飞跨电容器之间。通过增加两个额外的二极管db1和db2，可防止由门信号的意外交叠造成的开关击穿故障。

由于电路的实施例基于升压型整流器，因此在将电源连接至输入源的时刻或在输入电压从其断开后又恢复的时刻存在充电电流。

图15示出可根据本发明实施例而增加涌入电流控制电路以防止和/或旁路高尖峰电流。该涌入电流控制电路可耦合在输入电压与电容器之间。

图16示出图6中的实施例还可以根据本发明实施例而被实施为具有六个受控开关而不是六个输入二极管。通过采用六个开关sr1-sr6，双向能量流动是可能的，这是所期望的功能以在必要时对源电流的相角进行补偿。

图17示出根据本发明实施例的具有隔离的输出的实施例。图17中的隔离电路的一次侧与图16中所示的电路类似，除了图16中所示的电路中的耦合电感器lc被由两个一次绕组和中心抽头二次绕组构成的变压器tr代替之外。在变压器tr的二次侧，整流器do1和do2及输出滤波器元件lo和co耦合在变压器tr的二次绕组和输出之间。

图18示出根据本发明实施例的具有由中心抽头一次绕组和中心抽头二次绕组构成的隔离变压器tr的实施例。为了实现该电路的高pf和低thd，开关s1和s2的切换频率和占空比在线路频率的半周期期间应该接近恒定。结果，所采用的控制反馈的带宽会大大低于线路频率，这在经整流的线路频率处产生明显的输出电压脉动，其中经整流的线路频率即为线路基频的六倍高频率。

通常，大多数电源具有两个串联级：一次pfc整流级和二次隔离dc-dc变换级。结果，尽管一次pfc整流器的输出电压包括经整流的线路频率电压脉动，但是二次隔离dc-dc变换级能够通过其自身的高频带宽反馈控制器来调节其输出电压。为了将这两级的功能结合到单级中，对输出电压进行严格调节是不可避免的。

图19示出根据本发明实施例的具有双一次绕组变压器的三相四开关隔离的zvspfcdcm升压输入全桥式输出整流器，其提供严格受控的隔离输出。该整流器包括用于接收与中性节点相关的三相输入电压的输入级以及用于与至少一个负载耦合的输出级。该输出级包括与中性节点耦合的多个输出电容器。

整流器进一步包括耦合在三相输入电压的对应相与中性节点之间的一个或多个电容器，且包括一个或多个切换变换级，每个变换级具有与中性节点耦合的多个开关，该多个开关以固定占空比操作，该固定占空比是基本上为50％的占空比。该一个或多个变换级进一步包括与三相输入电压的对应相耦合的一个或多个升压电感器、耦合在一个或多个升压电感器与变换级的多个开关之间的一个或多个输入桥式二极管、以及在变换级的多个开关两端耦合的一个或多个飞跨电容器。

整流器进一步包括一个或多个控制器，该一个或多个控制器用于基于所述至少一个负载和输入电压的状态中的至少一个来改变对应的切换变换级的多个开关的切换频率，且包括一个或多个去耦级，每个去耦级包括用于将输出级与所述一个或多个切换变换级中的至少一个隔离的一个或多个变压器。

整流器进一步包括通过所述至少一个变压器与所述一个或多个切换变换级的多个开关耦合的多个辅助开关s3和s4。控制器进一步用于根据相移或脉冲宽度调制中的至少一个来操作多个辅助开关。

所述多个辅助开关可形成至少一个全桥式变换器。变压器可包括耦合在辅助开关的接合点与中性节点之间的一次绕组。变压器可包括通过一个或多个隔离电容器而耦合在切换变换级之间直至中性节点的一个或多个一次绕组。

根据本发明的实施例，通过增加与主要开关s1和s2一起操作的额外开关s3和s4，如在图20和图21中的时序图所示的那样，隔离的实施方案除了高pf和低thd之外还可实现对其输出电压的严格控制。图20示出开关s1-s4的波门。s1和s2的切换出现在时间t0处而s3和s4的切换出现在时间t1处。在两个切换事件之间的相移形成变压器tr两端的pwm电压波形vp，如图20中所示。尽管所有开关s1-s4以缓慢变化的切换频率及接近50％的占空比进行操作以获得高ph和低thd，但是所提出的控制方法可通过改变相移角提供附加控制，该相移角能够严格调节输出电压。

图21示出采用开关s3和s4的pwm选通的另一个控制方案。在图22中的简化框图中示出所提出的控制方案的示例。飞跨电容器cr1两端的电压受控于低带宽频率控制而输出电压受控于高带宽相移或pwm控制。应注意，飞跨电容器cr2两端的电压或输出电压可受控于低带宽频率控制，而非受控于飞跨电容器cr1两端的电压。

图23示出根据本发明实施例还可采用由单个一次绕组及中心抽头二次绕组构成的变压器来实施图19中的实施例。根据本发明实施例，开关s1-s4的时序图及变压器tr的一次电压vp在图24和图25中示出，分别表示相移控制和pwm控制。图26示出根据本发明实施例的控制方案的简化框图。

图27和图28示出根据本发明实施例图19和图23中的实施例还可分别采用隔离电容器cb实施。通过增加如图27和图28所示的隔离电容器cb，可消除在变压器tr的一次绕组中的任何dc电流。尽管在图17-28中示出的隔离的电路表示了具有变压器的中心抽头二次绕组及两个输出二极管的输出电路，但是任何已知的输出整流器例如倍流整流器、全桥式整流器、具有倍压电容器的半桥式整流器等都可在实施方案中采用。而且，可在实施方案中采用自身具有控制电路的同步整流器，而不是滤波二极管。

图29示出根据本发明实施例的具有严格受控的经交错隔离正向型输出的实施例。一个正向型结构的一次侧由开关s2和s3、变压器tr1、二极管dr1及开关s1的体二极管形成，而二次侧由二极管do1和do2及输出电感器lo1形成。其它正向型结构的一次侧由开关s1和s4、变压器tr2、二极管dr2及开关s2的体二极管形成而二次侧由二极管do3和do4及输出电感器lo2形成。

图30示出根据本发明实施例的开关s1-s4以及变压器tr1和tr2的一次电压vp1和vp2的波门。同时接通开关s2和s3引起变压器tr1的一次绕组两端的电压vcr。在开关s3于时间t1处断开之后，变压器tr1的磁化电流流过二极管dr1及开关s1的体二极管。结果，在变压器tr1的一次绕组的两端引起负电压-vcr，直至其磁化电流被完全复位时，如在图30中所示。通过切换开关s1和s4，在变压器tr2两端引起类似的电压波形，如图30中所示。应注意，为了获得高ph和低td，开关s1和s2总是保持接近50％的占空比。

图31示出根据本发明实施例图29中的实施例还可采用单输出电感器lo及三个输出二极管do1-do3来实施。

图32示出根据本发明实施例的、具有严格受控的经交错隔离的回扫(flyback)型输出的实施例。一个回扫型结构由开关s2和s3、变压器tr1及二极管do1形成。其它回扫型结构由开关s1和s4、变压器tr2及二极管do2形成。

图33示出根据本发明实施例的开关s1-s4及变压器tr1和tr2的一次电压vp1和vp2的波门。同时接通开关s2和s3引起变压器tr1的一次绕组两端的电压vcr。在开关s3于时间t1处断开之后，变压器tr1的磁化电流通过二极管do1流到输出电容器co。

结果，如果变压器tr1以dcm操作(如在图30中所示)，则在变压器tr1的一次绕组两端引起反射输出电压-nvo，直至其磁化电流达到零时，其中n是变压器tr1的匝数比。如果变压器tr1的磁化电感足够大，则磁化电流变得连续。通过开关s1和s4的切换，在变压器tr2两端引起类似的电压波形，如图33中所示。

图34示出根据本发明实施例图6中的实施例可以并联或交错。在简单并联操作中，开关s1和s3通过一个选通信号驱动，而开关s2和s4由其它互补选通信号一起驱动。在交错操作中，开关s1和s4被一起驱动，而开关s2和s3由互补信号同时驱动。由于在输出与开关之间提供去耦合阻抗的耦合电感器lc，在该电路中的并联/交错操作是可能的。

图35示出根据本发明实施例通过增加隔离电容器cb，可防止从开关s1-s4之间的节点循环至输出电容器co1与co2之间的节点的任何dc电流。

图36示出根据本发明实施图17中的实施例可并联或交错。在简单并联操作中，开关s1和s3由同一信号驱动，而开关s2和s4以互补信号一起驱动。在交错模式中，开关s1和s3被一起驱动，而开关s2和s4由互补信号同时驱动。

图37示出根据本发明实施例通过增加隔离电容器cb，可防止从开关s1与s2之间的节点循环至开关s3与s4之间的节点的任何dc电流。

图38示出根据本发明实施例如果两个隔离的pfc整流器并联连接则可在没有附加开关的情况下获得严格受控的输出。整流器包括用于接收与中性节点相关的三相输入电压的输入级以及用于与至少一个负载耦合的输出级。输出级包括与中性节点耦合的多个输出电容器。

整流器进一步包括耦合在三相输入电压的对应相与中性节点之间的一个或多个电容器，且包括至少两个切换变换级，例如，隔离的pfc整流器，每个变换级具有与中性节点耦合的多个开关，该多个开关以固定占空比操作，该固定占空比是基本上50％的占空比。切换变换级进一步包括与三相输入电压的对应相耦合的一个或多个升压电感器、耦合在该一个或多个升压电感器与变换级的多个开关之间的一个或多个输入桥式二极管、以及在变换级的多个开关两端耦合的一个或多个飞跨电容器。

整流器进一步包括一个或多个控制器，该一个或多个控制器用于基于至少一个负载或输入电压的状态中的至少一个来改变对应切换变换级的多个开关的切换频率；且整流器包括一个或多个去耦级，每个去耦级包括用于将输出级与多个切换变换级隔离的一个或多个变压器。该变压器包括耦合在多个切换变换级之间的一个或多个一次绕组。控制器进一步用于以相移控制来操作多个切换变换级的多个开关。

变压器可包括通过连接至中性节点的一个或多个隔离电容器而耦合在多个切换变换级之间的一个或多个一次绕组。

图39示出根据本发明实施例的开关s1-s4的波门。第一pfc级的s1和s2的切换出现在时间t0处而第二pfc级的s3和s4的切换出现在时间t1处。在这两个切换事件之间的该相移在变压器tr的两个一次绕组两端产生pwm电压波形vp1和vp2，如图39中所示。开关s1-s4以缓慢变化的切换频率及接近50％的占空比来操作以获得高pf和低thd，而相移角的变化严格调节输出电压。

图40示出根据本发明实施例图39中的实施例还可采用具有用于电流共享的串联连接的二次绕组的两个变压器tr1和tr2来实施。

图41示出根据本发明实施例具有半桥式谐振型结构以及隔离输出的电路的实施例，而图42示出根据本发明实施例的全桥式谐振型结构。任何谐振储能电路例如串联、并联、llc、lcc及llcc谐振电路等都可使用。

图43示出根据本发明实施例图6中所示的整流器的耦合电感器可由两个感应加热线圈代替。因此，一个或多个感应加热线圈可以是整流器的电感元件。谐振电容器cr1和cr2及感应加热线圈形成谐振槽路，以向具有电阻的任何导电材料例如金属盘提供磁能。该金属盘由于耦合磁能所引起的涡流损耗而变热。

图44示出根据本发明实施例的具有感应加热线圈及半桥式结构的电路的另一个实施例，而图45示出根据本发明实施例的具有感应加热线圈及全桥式结构的电路。图46示出根据本发明实施例多个感应加热线圈可通过串联连接的开关而与电路耦合。串联连接的开关可以是对应的线圈选择开关。

表i

在提供了三倍次谐波路径时、即三相输入源的中性线与虚拟中性点n直接连接时的平均升压电感器电流的thd及谐波(m是在公式(6)中定义的输入对输出电压转换比)。