控制方法和控制电路与流程

本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种控制方法和控制电路。

背景技术：

近年来，风力发电作为技术较为成熟的可再生能源发电形式之一，许多国家已经做出大规模开发利用风能的策略和规划。其中，双馈风力发电机具有成本低，技术成熟，电力电子变流装置所需要的容量小等优点，目前在我国得到了广泛的应用。

随着并网双馈风电场容量的增大以及风力发电渗透率的提高，由双馈风电场产生次同步振荡(subsynchronousoscillation，sso)问题日渐凸现，次同步振荡可能导致汽轮发电机组大轴的损坏，严重影响电力系统的安全稳定运行。

然而，现有电池储能技术抑制电力系统的振荡问题多集中于低频振荡，而基于电池储能的双馈风电场次同步振荡问题研究几乎没有。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明实施例的目的在于提供一种控制方法和控制电路，可以抑制双馈风电场经串补送出系统的次同步振荡，提高双馈风电场经串补送出系统的稳定性。

第一方面，本发明实施例提供了一种控制方法，用于控制含电池储能的双馈风电场经串补送出系统传输电能，所述方法包括：

获取反馈输入变量，所述反馈输入变量包括双馈风机网侧控制器电流的d轴分量和双馈风机控制器的直流侧电容电压，所述d轴分量为转子磁场方向的分量；

根据所述反馈输入变量获取阻尼信号；以及

根据所述阻尼信号控制所述双馈风电场经串补送出系统的输出信号趋近于阈值信号。

优选地，根据所述反馈输入变量获取阻尼信号包括：

对所述反馈输入信号进行滤波以获取第一中间信号；

对所述第一中间信号进行相位补偿以获取第二中间信号；

对所述第二中间信号进行放大以获取第三中间信号；以及

对所述第三中间信号进行限幅以获取所述阻尼信号。

优选地，对所述第一中间信号进行相位补偿的传递函数为：

其中，hp为传递函数，s为拉普拉斯算子，t1、t2为时间常数。

优选地，获取时间常数的公式为：

其中，ω为所述第一中间信号的角频率，φ为待补偿的角度，a为中间量。

优选地，根据所述阻尼信号控制所述双馈风电场经串补送出系统的输出信号趋近于阈值信号包括：

根据有功功率、无功功率和所述阻尼信号生成阈值信号；以及

控制所述双馈风电场经串补送出系统的输出信号趋近于所述阈值信号。

优选地，根据有功功率、无功功率和所述阻尼信号生成阈值信号包括：

根据所述无功功率和所述阻尼信号获取第一阈值信号，所述第一阈值信号为所述双馈风电场经串补送出系统的输出电压的d轴分量的阈值；以及

根据所述有功功率和所述阻尼信号获取第二阈值信号，所述第二阈值信号为所述双馈风电场经串补送出系统的输出电压的q轴分量的阈值，所述q轴分量为垂直于转子磁场方向的分量。

优选地，根据所述无功功率和所述阻尼信号获取第一阈值信号包括：

根据所述无功功率的实际值和预定值生成第一误差信号；

根据所述第一误差信号生成第一基准信号；

根据所述第一基准信号、所述阻尼信号和输出电流的d轴分量生成第二误差信号；

根据所述第二误差信号生成第二基准信号；以及

根据所述第二基准信号、并网点电压的d轴分量和电感电压q轴分量获取第一阈值信号；

其中，获取所述无功功率的公式为：

q＝u1qi1d-u1di1q

其中，u1d为并网点电压的d轴分量，u1q为并网点电压的q轴分量，i1d为输出电流的d轴分量，i1q为输出电流的q轴分量，q为无功功率。

优选地，根据所述有功功率和所述阻尼信号获取第二阈值信号包括：

根据所述有功功率的实际值和预定值生成第三误差信号；

根据所述第三误差信号生成第三基准信号；

根据所述第三基准信号、所述阻尼信号和输出电流的q轴分量生成第四误差信号；

根据所述第四误差信号生成第四基准信号；以及

根据所述第四基准信号、并网点电压的q轴分量和电感电压d轴分量获取第二阈值信号；

其中，获取所述有功功率的公式为：

p＝u1di1d+u1qi1q

其中，u1d为并网点电压的d轴分量，u1q为并网点电压的q轴分量，i1d为输出电流的d轴分量，i1q为输出电流的q轴分量，p为有功功率。

优选地，控制所述双馈风电场经串补送出系统的输出信号趋近于所述阈值信号包括：

根据所述第一阈值信号和所述第二阈值信号获取控制信号；以及

根据所述控制信号控制所述双馈风电场经串补送出系统以使得所述输出电压的d轴分量趋近于所述第一阈值信号，且输出电压的q轴分量趋近于所述第二阈值信号。

第二方面，本发明实施例提供了一种控制电路，用于控制含电池储能的双馈风电场经串补送出系统传输电能，所述控制电路包括：

阻尼信号生成电路，用于根据反馈输入变量获取阻尼信号；以及

输出控制环路，用于根据所述阻尼信号控制所述双馈风电场经串补送出系统的输出信号趋近于阈值信号。

本发明实施例的技术方案通过将对双馈风电场经串补送出系统的次同步振荡影响较大的状态变量作为电池储能附加阻尼控制的反馈输入信号，进而根据所述反馈输入变量获取次同步振荡阻尼信号，将所述阻尼信号附加到电流内环控制中，以控制双馈风电场经串补送出系统的输出信号趋近于所述阈值信号。由此，可以抑制含电池储能的双馈风电场经串补送出系统的次同步振荡，提高双馈风电场经串补送出系统的稳定性。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是本发明实施例的双馈风电场经串补送出系统的电路图；

图2是现有技术的控制电路的电路图；

图3是本发明实施例的控制方法的流程图；

图4是本发明实施例的状态变量与参与因子的示意图；

图5是本发明实施例的控制电路的电路图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个申请文件中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图1是本发明实施例的双馈风电场经串补送出系统的电路图。如图1所示，本发明实施例的双馈风电场经串补送出系统包括电源1、逆变器2、电容ce和电感lb。

在本实施例中，电源1可以等效为理想电压源ubat和电阻rbat串联。进一步地，所述电源1为蓄电池，用于存储风力发电获取的电能。由此，可以使得发出的电力不再需要即时传输，用电和发电也不再需要实时平衡。

在本实施例中，电容ce与所述电源1并联，用于去除直流信号中的杂波和交流成分。经滤波后，电源输出的电流为ie。

在本实施例中，逆变器2包括晶体管q1-q6和二极管d1-d6。本实施例以晶体管为igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管)为例进行说明，应理解，所述晶体管可以采用其它各种现有的可控电开关器件，例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)或双极结型晶体管(bjt)。具体地，每个晶体管并联一个二极管，且晶体管的漏极与二极管的负极连接，晶体管的源极与二极管的正极连接，二极管在某些情况下可以是igbt的体二极管。进一步地，晶体管q1的源极与晶体管q4的漏极的公共节点为a，晶体管q2的源极与晶体管q5的漏极的公共节点为b，晶体管q3的源极与晶体管q6的漏极的公共节点为c。

在本实施例中，电池储能系统包括三个电感lb，三个电感lb的一端分别连接到节点a、b和c，另一端连接到输出端。

进一步地，节点a、b和c的输出电压分别为u2a、u2b和u2c。输出电流分别为i1a、i1b和i1c。并联网点电压分别为u1a、u1b和u1c。

由此，可以通过控制逆变器中晶体管的导通或关断以控制输出电压u2a、u2b和u2c的值。

在本实施例中，为了简化解耦，根据矢量控制的原理，将三相输出的信号转化为两相。具体地，将输出电压u2(包括u2a、u2b和u2c)、输出电流i1(包括i1a、i1b和i1c)以及并联网点电压u1(包括u1a、u1b和u1c)分别转换为对应的d轴分量和q轴分量。其中，转子磁场方向为d轴，垂直于转子磁场方向为q轴。由此，可以将电机转动的磁场及与力矩特性分开，使得计算更加方便，从而得到良好控制特性。

进一步地，输出电压u2对应的d轴分量和q轴分量分别为u2d和u2q。输出电流i1对应的d轴分量和q轴分量分别为i1d和i1q。并联网点电压u1对应的d轴分量和q轴分量分别为u1d和u1q。

图2是现有技术的控制电路的电路图。如图2所示，现有技术中的控制电路包括第一比较电路311、第一控制器312、第二比较电路313、第二控制器314、第三比较电路315和第一电感电压生成电路316，以及，第四比较电路321、第三控制器322、第五比较电路323、第四控制器324、第六比较电路325和第二电感电压生成电路326。

进一步地，第一比较电路311用于比较无功功率q和无功功率阈值qref，以生成第一误差信号δq。

具体地，无功功率q的计算公式为：

q＝u1qi1d-u1di1q

其中，u1d为并网点电压的d轴分量，u1q为并网点电压的q轴分量，i1d为输出电流的d轴分量，i1q为输出电流的q轴分量，q为无功功率。

具体地，第一误差信号δq为所述无功功率阈值qref与所述无功功率q的差值对时间t求导，也即：

其中，xq为所述无功功率外环引入的状态变量，t为时间。

进一步地，第一控制器312用于根据所述第一误差信号δq生成第一基准信号i1dref。优选地，所述第一控制器312为pi控制器，其传递函数为：

其中，h1为所述第一控制器的传递函数，k1为比例系数，t1为积分时间常数，s为拉普拉斯算子。

由此，可根据第一误差信号和所述第一控制器的传递函数获取第一控制器的输出信号为i1dref。

进一步地，第二比较电路313用于比较第一控制器的输出信号i1dref和输出电流的d轴分量i1d以获取第二误差信号δi1d。具体地，第二误差信号δi1d为第一控制器的输出信号i1dref和输出电流的d轴分量i1d的差值对时间t求导，也即，δi1d为：

其中，δi1d为第二误差信号，为d轴电流内环引入的状态变量，t为时间。

进一步地，第二控制器314用于根据所述第二误差信号δi1d生成第二基准信号uid。所述第二控制器314为pi控制器，其传递函数为：

其中，h2为所述第二控制器的传递函数，k2为比例系数，t2为积分时间常数，s为拉普拉斯算子。

由此，可根据第二误差信号δi1d和第二控制器的传递函数获取第二基准信号uid。

进一步地，第三比较电路315用于根据所述第二基准信号uid、并网点电压的d轴分量u1d和电感电压q轴分量ulq获取第一阈值信号u2dref。

进一步地，根据第二电感电压生成电路326获取电感电压q轴分量ulq。具体地，电感电压q轴分量ulq为：

ulq＝ωlbi1q

其中，ulq为电感电压q轴分量，lb为感值，i1q为输出电流的q轴分量，ω为输出电流的角频率。

具体地，第三比较电路315根据所述第二基准信号uid、并网点电压的d轴分量u1d和电感电压q轴分量ulq获取第一阈值信号u2dref为将所述第二基准信号uid与并网点电压的d轴分量u1d相加之后，减去电感电压q轴分量ulq。也即，第一阈值信号u2dref为：

u2dref＝uid+u1d-ulq

其中，uid为第二基准信号，u1d为并网点电压的d轴分量，ulq为电感电压q轴分量。

由此，即可获取第一阈值信号u2dref。

进一步地，第四比较电路321用于比较有功功率p和有功功率阈值pref，以生成第三误差信号δp。

具体地，有功功率p的计算公式为：

p＝u1di1d+u1qi1q

其中，u1d为并网点电压的d轴分量，u1q为并网点电压的q轴分量，i1d为输出电流的d轴分量，i1q为输出电流的q轴分量，p为有功功率。

具体地，第三误差信号δp为所述有功功率阈值pref与所述有功功率p的差值对时间t求导，也即为：

其中，xp为所述有功功率外环引入的状态变量，t为时间。

进一步地，第三控制器322用于根据所述第三误差信号δp生成第三基准信号i1qref。所述第三控制器322为pi控制器，其传递函数为：

其中，h3为所述第三控制器的传递函数，k3为比例系数，t3为积分时间常数，s拉普拉斯算子。

由此，即可根据所述第三误差信号δp和所述第三控制器的传递函数获取第三控制器的输出信号i1qref。

进一步地，第五比较电路323用于比较第三控制器的输出信号i1qref和输出电流的q轴分量i1q以获取第四误差信号δi1q。具体地，第四误差信号δi1q为第三控制器的输出信号i1qref和输出电流的q轴分量i1q的差值对时间t求导，也即，δi1q为：

其中，δi1q为第四误差信号，为q轴电流内环引入的状态变量，t为时间。

进一步地，第四控制器324用于根据所述第四误差信号δi1q生成第四基准信号uiq。所述第四控制器324为pi控制器，其传递函数为：

其中，h4为所述第四控制器的传递函数，k4为比例系数，t4为积分时间常数，s为拉普拉斯算子。

由此，可根据第四误差信号δi1q和第四控制器的传递函数获取第四基准信号uiq。

进一步地，第六比较电路325用于根据所述第四基准信号uiq、并网点电压的q轴分量u1q和电感电压d轴分量uld获取第二阈值信号u2qref。

进一步地，根据第一电感电压生成电路316获取电感电压d轴分量uld。具体地，电感电压d轴分量uld为：

uld＝ωlbi1d

其中，uld为电感电压d轴分量，lb为感值，i1d为输出电流的d轴分量，ω为输出电流的角频率。

具体地，第六比较电路325根据所述第四基准信号uiq、并网点电压的q轴分量u1q和电感电压d轴分量uld获取第二阈值信号u2qref为将所述第四基准信号uiq、并网点电压的q轴分量u1q和电感电压d轴分量uld相加。也即，第二阈值信号u2qref为：

u2qref＝uiq+u1q+uld

其中，uiq为所述第四基准信号、u1q为并网点电压的q轴分量，uld为电感电压d轴分量，u2qref为第二阈值信号。

由此，即可获取第二阈值信号u2qref。

本发明实施例通过分析现有技术中的控制策略以获取对含电池储能的双馈风电场经串补送出系统的次同步振荡影响较大的状态变量作为反馈输入信号。

进一步地，本发明实施例通过特征值法及参与因子分析获取所述反馈输入信号。

进一步地，通过图2所示的现有技术的控制策略，以和ue为状态变量可获取并网线路状态方程、控制器状态方程、直流侧电容状态方程和代数方程。

在本实施例中，有功功率和无功功率的计算公式为：

在本实施例中，并网线路状态方程为：

在本实施例中，控制器状态方程为：

在本实施例中，直流侧电容状态方程为：

其中，ue为直流侧电容电压，ce为直流侧电容容值。

在本实施例中，代数方程为：

根据上述有功功率和无功功率的计算公式、并网线路状态方程、控制器状态方程、直流侧电容状态方程以及代数方程进行处理可分别获取关于状态方程和代数方程的矩阵公式，如下：

其中，δx为状态变量的变化量，δy为输出变量的变化量，为状态矩阵，为代数矩阵。

消去上述公式中的δy可得：

其中：a为全系统矩阵，

矩阵a对应的特征方程为：

|γi-a|＝0

其中，i为单位阵；γ为矩阵的特征值，γ＝γ1，γ2，…，γn。通过特征值γ可以判断系统稳定性，设γi＝σi±jωi，当ωi＝0时，对应非振荡模态，σi＞0对应模态非周期性增大，σi＜0对应模态随时间衰减。当ωi≠0时，对应振荡模态，实部σi给出了振荡模态的阻尼，虚部ωi给出了振荡模态的振荡频率，σi＞0表示振荡模态为负阻尼，振荡发散，σi＜0表示振荡模态为正阻尼，振荡收敛。

进一步地，为表示振荡模态的衰减快慢，定义阻尼比：

ξ＞0，表示正阻尼，振荡模态随时间收敛，ξ绝对值越大，振荡模态收敛速度越快。ξ＜0，表示负阻尼，振荡模态随时间发散，ξ绝对值越大，振荡模态发散速度越快。

由此，即可获取系统的阻尼状态。

当系统为负阻尼状态时，振荡模态随时间发散，此时需要对系统的次同步振荡进行抑制。

图3是本发明实施例的控制方法的流程图。如图3所示，本发明实施例的控制方法包括如下步骤：

步骤s310、获取反馈输入变量。

在本实施例中，所述反馈输入变量包括双馈风机网侧控制器电流的d轴分量和双馈风机控制器的直流侧电容电压。

进一步地，本发明实施例通过特征值法获取所述反馈输入变量。具体地，设a是n阶方阵，如果存在数m和非零n维列向量x，使得ax＝mx成立，则称m是a的一个特征值或本征值。非零n维列向量x称为矩阵a的属于(对应于)特征值m的特征向量或本征向量，简称a的特征向量或a的本征向量。

在本实施例中，通过特征值法获取次同步振荡的模态，进而获取阻尼状态。如果系统为负阻尼状态，分析各状态变量的参与因子，以获取反馈输入变量。

在一个可选的实现方式中，图4是本发明实施例的状态变量与参与因子的示意图。如图4所示，横坐标为状态变量，纵坐标为各状态变量对应的参与因子的值。其中，ωr为双馈风机转子转速，isd、isq为双馈风机定子侧电流的dq轴分量，ird、irq为双馈风机转子侧电流的dq轴分量，igd、igq为双馈风机网侧控制器电流dq轴分量，udc为双馈风机控制器的直流侧电容电压，ucd、ucq为串补线路电容电压的dq轴分量，i1d、i1q为储能系统输出电流dq轴分量，ue为储能控制器的直流侧电容电压。由图4可以得到与该次同步振荡模态相关性较强的参与因子，可见，对次同步振荡影响较大的状态变量有igd、igq和udc，因此选择这些变量作为次同步阻尼控制环节的反馈信号能够获得更好的控制效果。

本发明实施以igd和udc作为反馈输入变量，实验表明，以igd和udc为反馈输入变量对于大多数系统次同步振荡都有较为明显的抑制作用。

步骤s320、根据所述反馈输入变量获取阻尼信号。

图5是本发明实施例的控制电路的电路图。如图5所示，本发明实施例的控制电路包括阻尼信号生成电路4和输出控制环路5。其中，阻尼信号生成电路4用于根据反馈输入变量获取阻尼信号。输出控制环路5用于根据所述阻尼信号控制所述双馈风电场经串补送出系统的输出信号趋近于阈值信号。

在本实施例中，控制电路包括两个相同的阻尼信号生成电路4，将反馈输入变量vs转换为阻尼信号vd，分别输出到第二比较电路513和第五比较电路523中。应理解，阻尼信号生成电路4也可以只有一个，将输出信号分为两路分别输出到第二比较电路513和第五比较电路523中，具体可以根据反馈输入信号的性质设置对应的分路。

在本实施例中，阻尼信号生成电路4包括滤波电路41、移相电路42、放大电路43和限幅电路44。

在本实施例中，滤波电路41用于对所述反馈输入信号进行滤波以获取第一中间信号，其中，第一中间信号为次同步振荡模态分量。其传递函数为：

其中，n(s)为分子多项式，d(s)为分母多项式，hw(s)为滤波电路的传递函数。

进一步地，滤波电路41可以采用现有的各种滤波电路。本发明实施例采用四阶带通巴特沃斯滤波器，中心频率为30.5hz，对应的传递函数为

由此，基于上述滤波电路可获取第一中间信号。

在本实施例中，移相电路42用于对所述第一中间信号进行相位补偿以获取第二中间信号。对应地，移相电路的传递函数为：

其中，hp为移相电路的传递函数，t1、t2为时间常数，s为拉普拉斯算子。

其中，获取时间常数的公式为：

其中，ω为所述第一中间信号的角频率，φ为待补偿的角度，a为中间量。

在本实施例中，设置每个相移电路的相位补偿不超过60°，本发明实施例以相位补偿为50°进行说明。根据需要补偿的相位设置对应个数的相移电路。例如，对30.5hz的次同步振荡模态进行相位超前补偿分析，以igd作为附加阻尼控制反馈输入信号时，超前补偿250°时，抑制次同步振荡效果最佳。由此，采用5个移相电路，设置每个移相电路超前补偿为50°。其中，单个移相环节传递函数为：

以udc作为附加阻尼控制反馈输入信号时，需要超前补偿60°，只需一个移相电路，设置移相电路超前补偿为60°对应的传递函数为：

由此，可根据第一中间信号和对应的移相电路的传递函数获取第二中间信号。

在本实施例中，放大电路43用于对所述第二中间信号进行放大以获取第三中间信号。放大系数k不同，对次同步振荡的抑制效果不同，需要结合阻尼分析或时域仿真分析找到合适的值。以igd作为附加阻尼控制反馈输入信号时，k＝1.15抑制效果最佳。以udc作为附加阻尼控制反馈输入信号时，k＝7抑制效果最佳。

在本实施例中，限幅电路44用于对所述第三中间信号进行限幅以获取所述阻尼信号。具体地，限幅电路可以根据实际需要设置在±(5％～10％)范围内。

由此，基于上述阻尼信号生成电路4可获取阻尼信号vd。

步骤s330、根据所述阻尼信号控制所述双馈风电场经串补送出系统的输出信号趋近于阈值信号。

进一步地，根据所述阻尼信号控制所述双馈风电场经串补送出系统的输出信号趋近于阈值信号包括如下步骤：

步骤s331、根据有功功率、无功功率和所述阻尼信号生成阈值信号。

在本实施例中，输出控制环路5包括第一比较电路511、第一控制器512、第二比较电路513、第二控制器514、第三比较电路515和第一电感电压生成电路516，以及，第四比较电路521、第三控制器522、第五比较电路523、第四控制器524、第六比较电路525和第二电感电压生成电路526。

进一步地，第一比较电路511用于比较无功功率q和无功功率阈值qref，以生成第一误差信号δq。

具体地，无功功率q为

q＝u1qi1d-u1di1q

其中，u1d为并网点电压的d轴分量，u1q为并网点电压的q轴分量，i1d为输出电流的d轴分量，i1q为输出电流的q轴分量，q为无功功率。

具体地，第一误差信号δq为所述无功功率阈值qref与所述无功功率q的差值对时间t求导，也即δq为：

其中，xq为所述无功功率外环引入的状态变量，t为时间。

进一步地，第一控制器512用于根据所述第一误差信号生成第一基准信号i1dref。所述第一控制器512为pi控制器，其传递函数为：

其中，h1为所述第一控制器的传递函数，k1为比例系数，t1为积分时间常数，s为拉普拉斯算子。

由此，可根据第一误差信号和所述第一控制器的传递函数获取第一控制器的输出信号为i1dref。

进一步地，第二比较电路513用于比较第一控制器的输出信号i1dref、输出电流的d轴分量i1d和阻尼信号vd以获取第二误差信号δi1d。具体地，δi1d为：

δi1d＝i1dref+vd-i1d

其中，i1dref为第一控制器的输出信号，i1d为输出电流的d轴分量，vd为阻尼信号，δi1d为第二误差信号。

进一步地，第二控制器514用于根据所述第二误差信号δi1d生成第二基准信号uid。所述第二控制器514为pi控制器，其传递函数为：

其中，h2为所述第二控制器的传递函数，k2为比例系数，t2为积分时间常数，s为拉普拉斯算子。

由此，可根据第二误差信号δi1d和第二控制器的传递函数获取第二基准信号uid。

进一步地，第三比较电路515用于根据所述第二基准信号uid、并网点电压的d轴分量u1d和电感电压q轴分量ulq获取第一阈值信号u2dref。

进一步地，根据第二电感电压生成电路526获取电感电压q轴分量ulq。具体地，电感电压q轴分量ulq为：

ulq＝ωlbi1q

其中，ulq为电感电压q轴分量，lb为感值，i1q为输出电流的q轴分量，ω为输出电流的角频率。

具体地，第三比较电路515根据所述第二基准信号uid、并网点电压的d轴分量u1d和电感电压q轴分量ulq获取第一阈值信号u2dref为将所述第二基准信号uid与并网点电压的d轴分量u1d相加之后，减去电感电压q轴分量ulq。也即，第一阈值信号u2dref为：

u2dref＝uid+u1d-ulq

其中，uid为第二基准信号，u1d为并网点电压的d轴分量，ulq为电感电压q轴分量。

由此，即可获取第一阈值信号u2dref。

进一步地，第四比较电路521用于比较有功功率p和有功功率阈值pref，以生成第三误差信号δp。

具体地，有功功率p的计算公式为

p＝u1di1d+u1qi1q

其中，u1d为并网点电压的d轴分量，u1q为并网点电压的q轴分量，i1d为输出电流的d轴分量，i1q为输出电流的q轴分量，p为有功功率。

具体地，第三误差信号δp为所述有功功率阈值pref与所述有功功率p的差值对时间t求导，也即δp为：

其中，xp为所述有功功率外环引入的状态变量，t为时间。

进一步地，第三控制器522用于根据所述第三误差信号生成第三基准信号i1qref。所述第三控制器522为pi控制器，其传递函数为：

其中，h3为所述第三控制器的传递函数，k3为比例系数，t3为积分时间常数，s拉普拉斯算子。

由此，即可根据所述第三误差信号δp和所述第三控制器的传递函数获取第三控制器的输出信号i1qref。

进一步地，第五比较电路523用于根据第三控制器的输出信号i1qref、输出电流的q轴分量i1q和阻尼信号获取第四误差信号δi1q。

具体地，δi1q为：

δi1q＝i1qref+vd-i1q

其中，i1qref为第三控制器的输出信号，i1q为输出电流的q轴分量，vd为阻尼信号，δi1q为第四误差信号。

进一步地，第四控制器524用于根据所述第四误差信号δi1q生成第四基准信号uiq。所述第四控制器524为pi控制器，其传递函数为：

其中，h4为所述第四控制器的传递函数，k4为比例系数，t4为积分时间常数，s为拉普拉斯算子。

由此，可根据第四误差信号δi1q和第四控制器的传递函数获取第四基准信号uiq。

进一步地，第六比较电路525用于根据所述第四基准信号uiq、并网点电压的q轴分量u1q和电感电压d轴分量uld获取第二阈值信号u2qref。

进一步地，根据第一电感电压生成电路516获取电感电压d轴分量uld。具体地，电感电压d轴分量uld为：

uld＝ωlbi1d

其中，uld为电感电压d轴分量，lb为感值，i1d为输出电流的d轴分量，ω为输出电流的角频率。

具体地，第六比较电路525根据所述第四基准信号uiq、并网点电压的q轴分量u1q和电感电压d轴分量uld获取第二阈值信号u2qref为将所述第四基准信号uiq、并网点电压的q轴分量u1q和电感电压d轴分量uld相加。也即，第二阈值信号u2qref为：

u2qref＝uiq+u1q+uld

其中，uiq为所述第四基准信号、u1q为并网点电压的q轴分量，uld为电感电压d轴分量，u2qref为第二阈值信号。

由此，即可获取第二阈值信号u2qref。

步骤s332、控制所述双馈风电场经串补送出系统的输出信号趋近于所述阈值信号。

在本实施例中，控制电路还包括逻辑电路(图中未示出)，所述逻辑电路根据所述第一阈值信号u2dref和第二阈值信号生成u2qref生成对应的控制信号，所述控制信号为pwm(pulsewidthmodulation，脉冲宽度调制)信号，用于控制所述逆变器中的晶体管导通或关断，以使得所述逆变器的输出信号u2a、u2b和u2c的dq轴的分量u2d和u2q分别接近于所述第一阈值信号u2dref和第二阈值信号生成u2qref。

本发明实施例通过将对双馈风电场经串补送出系统的次同步振荡影响较大的状态变量作为电池储能附加阻尼控制的反馈输入信号，进而根据所述反馈输入变量获取次同步振荡阻尼信号，将所述阻尼信号附加到电流内环控制中，以控制双馈风电场经串补送出系统的输出信号趋近于所述阈值信号。由此，可以抑制含电池储能的双馈风电场经串补送出系统的次同步振荡，提高双馈风电场经串补送出系统的稳定性。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。