一种模块化多电平变换器控制方法与流程

本发明涉及模块化多电平变换器均压控制技术领域，是一种模块化多电平变换器控制方法。

背景技术：

电能是现代社会不可缺少的一种能源,随着电力电子技术的发展,各种电力电子设备被应用于不同的行业,人们对电能的需求也越来越大,由于电能的大量使用,新的问题接踵而来:能源的急剧需求、煤炭石油等不可再生资源的迅速减少,能源的浪费等。为了解决能源危机和满足能源需求,人们开始了对新能源的开发和利用,风能因其取之不尽、绿色环保等优点备受人们关注,风电产业随之得到了快速发展。

传统的电网输配电系统已经不能满足风电并网的需求,需要更好的系统控制和保护方法与之对应。同时人们也对未来智能电网提出了要求:可以满足多种形式的能量并入、可以满足负载任意变化的柔性能源供应、电能质量良好等。高压直流输电系统(hvdc)和灵活的交流输电系统(facts)可以更好的适应上述要求,但采用传统的电网换相变换器的直流输电难以实现海上无源负载供电的要求。在此基础上,人们提出以可关断功率器件的电压源型变换器(vsc)的基础来应用于直流输电系统,称之为轻型高压直流输电系统(lighthvdc)采用电压源型变换器的轻型直流输电系统多采用两电平,为了提高电压等级,需要在每个桥臂上串联多个功率开关器件,不容易均压；同时由于输出电平数的限制,开关器件往往工作在较高的开关频率上,这也使得开关器件的损耗加大。同时由于开关器件的工艺所限,大功率开关器件的功率处理上和其开关频率存在着矛盾,往往功率越大,开关频率越小。

功率器件技术的进步，大功率集成电路和分布式控制技术的发展，为技术进步，硅片的密集高效率功率变换带来了全新的发展前景应用。使用较多的小功率半导体器件来搭建具有大功率变换和耐压等级高的变换器，从而多电平变换技术变成了研究者的重要成果。虽然这种多电平变换器控制比较复杂，但它的开关损耗低和输出谐波含量少，具有使用效益和值得研究。

技术实现要素：

本发明为实现针对传统的多电平换流器的拓扑结构和缺点，本发明提供了一种模块化多电平变换器控制方法，本发明提供了以下技术方案：

一种模块化多电平变换器控制方法，包括以下步骤：

步骤1：根据各个子模块的载波信号，以及相邻模块的三角载波，设置等效开关频率，调制输出多电平流电压；

步骤2：采样u相所有子模块的电容电压，取平均值后与u相各个子模块电容电压平均值的指令值得到偏差量，偏差量经比例积分调节后，转换为电流内环的u相直流电流分量izu的指令值

步骤3：根据所述指令值与u相的直流电流分量值izu得到偏差量，偏差量再经比例积分调节后，转换为子模块均压控制下的电容电压平均值修正量

步骤4：根据子模块电容电压平均值和各子模块电容电压平均值的指令值使得各子模块电容电压平均值的指令值跟踪进行均压控制。

优选地，所述步骤1中等效开关频率为8，采用载波移相pwm调制方法调制输出多电平流电压。

优选地，所述步骤2具体为：

采样u相所有子模块的电容电压，取平均值后得到子模块电容电压平均值，通过下式表示子模块电容电压平均值

其中，vcju为子模块的电容电压；

根据子模块电容电压平均值与指令值相比较得到偏差量，偏差量经比例积分调节后转换为电流内环的u相直流电流分量izu的指令值通过下式表示u相直流电流分量izu的指令值

其中，k1为偏差调节系数，k2为偏差调节积分系数。

优选地，所述步骤3具体为：通过下式确定子模块均压控制下的电容电压平均值修正量

其中，k3为电流调节系数，k4为电流积分调节系数。

优选地，所述步骤4具体为：

当时，增大，使得izu跟踪使得每个子模块电容电压平均值跟踪指令值从而达到均压控制的目的，通过下式表示izu：

其中，其中，ipu为p相电流分量，inu为空相电流分量，iu为u相电流。

本发明具有以下有益效果：

本发明采用级联的模块化结构，具有很高的模块化设计,便于大规模生产和封装，各个桥臂上串联相同数目的子模块来实现向更高的电平的扩展；

本发明开关损耗少。由于桥臂电压平均分配到每个子模块,通过优化的调制算法,在较低的开关频率和较小的电压下实现高电平电压输出,效率高；

本发明系统可靠性好。当直流侧母线发生短路故障时,桥臂上的交流缓冲电抗器可以有效限制电流的突变,起到保护作用。当任意子模块出现故障时,能够及时切除发生故障的子模块同时投入新的模块，其余子模块可以正常工作，这样系统的稳定性大大提高。

附图说明

图1为模块化多电平变换器控制方法流程框架图。

具体实施方式

以下结合具体实施例，对本发明进行了详细说明。

具体实施例一：

根据图1所示，本发明提供一种模块化多电平变换器控制方法，具体为：

一种模块化多电平变换器控制方法，包括以下步骤：

步骤1：根据各个子模块的载波信号，以及相邻模块的三角载波，设置等效开关频率，调制输出多电平流电压；所述步骤1中等效开关频率为8，采用载波移相pwm调制方法调制输出多电平流电压。

本发明所采用的调制方法是载波移相pwm调制。在模块化多电平变换器的应用中，载波移相pwm调制时比较常用的调制方法，与传统的两电平和三电平的控制策略一样，mmc的调制策略也是通过控制级联子模块开关器件通断来得到多电平输出波形。只不过输出的多电平是通过叠加来得到的。

调制算法简单，大大降低了输出波形谐波畸变。本发明使用的控制策略原理中的拓扑结构上、下桥臂各有n＝4个子模块，每相共2n＝8个子模块。每个子模块的spwm信号都是一个三角载波和正弦波比较得来,各个子模块使用相同频率和幅度调制比的正弦调制信号。采用2n＝8个，频率为，幅值为(1,0)的载波信号，相邻模块所使用的三角载波都是相差一个相移,从而各模块产生的信号脉冲在相位上错开一定的角度，等效开关频率为8。通过以上调制方法，把每相各个子模块的输出电压叠加，从交流输出端可以得到多电平流电压。

步骤2：采样u相所有子模块的电容电压，取平均值后与u相各个子模块电容电压平均值的指令值得到偏差量，偏差量经比例积分调节后，转换为电流内环的u相直流电流分量izu的指令值

所述步骤2具体为：

采样u相所有子模块的电容电压，取平均值后得到子模块电容电压平均值，通过下式表示子模块电容电压平均值

其中，vcju为子模块的电容电压；

根据子模块电容电压平均值与指令值相比较得到偏差量，偏差量经比例积分调节后转换为电流内环的u相直流电流分量izu的指令值通过下式表示u相直流电流分量izu的指令值

其中，k1为偏差调节系数，k2为偏差调节积分系数。

步骤3：根据所述指令值与u相的直流电流分量值izu得到偏差量，偏差量再经比例积分调节后，转换为子模块均压控制下的电容电压平均值修正量

所述步骤3具体为：通过下式确定子模块均压控制下的电容电压平均值修正量

其中，k3为电流调节系数，k4为电流积分调节系数。

步骤4：根据子模块电容电压平均值和各子模块电容电压平均值的指令值使得各子模块电容电压平均值的指令值跟踪进行均压控制。

所述步骤4具体为：

当时，增大，使得izu跟踪使得每个子模块电容电压平均值跟踪指令值从而达到均压控制的目的，通过下式表示izu：

其中，ipu为p相电流分量，inu为空相电流分量，iu为u相电流。

结合图1，图1为模块化多电平变换器的拓扑结构。所示为模块化多电平变换器的拓扑结构，该拓扑结构由三个桥臂组成，每相由上、下两个桥臂上有相同数目的子模块，上、下桥臂通过缓冲电感连接的。每相桥臂上分别串联有8个子模块,子模块由两个反并联二极管的全控性开关器件igbt和储能电容相并联组成。在变换器的左端是直流侧，上、下分别为对应的正负直流母线,右端输出为三相交流电,理想状态下三相对称,通过叠加子模块电压来输出的相电压波形为9电平。模块化多电平变换器的每个子模块上的储能电容相当于独立电源，通过子模块储能电容的充放电来实现子模块电平状态，与此同时系统还可以实现系统的四象限运行。该拓扑结构具有很高的模块结构，各个子模块是相互独立的，通过子模块电压的叠加就可以输出多电平电压，输出波形质量好，因此交流侧不需要变压器和滤波器。如果任意子模块出现故障，能够及时响应，切除故障模块并投入新模块，可以保证系统正常运行。

从图中可以看到信号测量、处理单元能够测量每个子模块电容电压和桥臂电流，经过简单计算处理可以得到循环电流，然后经过子模块电容电压均衡控制，得到电容电压修正量。

这些修正量通过简单计算后得到每个子模块调制信号。最终通过载波移相pwm控制，得到的子模块开关器件igbt触发信号。通过触发各个子模块开关器件igbt的导通与关断，投入和切除相应子模块，得到的子模块输出端口电压叠加后，在交流输出端可以得到多电平的输出。

虽然模块化多电平变换器有着很多的优点，但也有自身的缺点：由于各桥臂串联有多个子模块，而且每个子模块是各自独立的，使得各子模块电容电压的平衡难以实现，因此需要随各个子模块电容电压进行均衡控制。

以上所述仅是一种模块化多电平变换器控制方法的优选实施方式，一种模块化多电平变换器控制方法的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于该思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本领域的技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和变化，这些改进和变化也应视为本发明的保护范围。