用分离DC链路控制多电平逆变器的方法与流程

用分离dc链路控制多电平逆变器的方法
1.本发明涉及用于控制具有dc链路的多电平逆变器的方法，dc链路具有至少两个dc链路电容器，dc链路电容器连接到开关级，该开关级具有用于根据给定的设定点值来设置逆变器的输出电压或输出电流的半导体开关。本发明还涉及具有逆变器控制的这种多电平逆变器。
2.逆变器是将来自dc电源的dc电压(直流电压)转换为ac电压(交流电压)的电压转换器。逆变器使用开关级将输入端处的dc电压转换为输出端处的ac电压。输入端处的dc电压常常由连接到dc电源的dc链路提供。dc电源可以是例如光伏模块、电池能量储存器、ac/dc或dc/dc转换器的输出端等。
3.还已知使能量能够在两个方向上流动(即从输入端流向输出端，以及反之)的双向逆变器。
4.逆变器有许多不同的众所周知的拓扑，例如，多相拓扑或多级拓扑。多相逆变器提供多相输出电压，例如，三相输出电压。多相逆变器在针对每个相的开关级中具有至少一条开关支路。开关支路常常包括串联连接的开关元件，如半导体开关，如igbt(绝缘栅双极型晶体管)、mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管)或gan(氮化镓)和高侧开关元件与低侧开关元件之间的ac极。
5.在简单的实现方式中，在开关支路中存在使得在ac极处能够有两个电压电平的两个开关元件。在更复杂的实现方式中，在开关支路中存在使得ac极处能够有不止两个电压电平(多电平)的串联连接的不止两个开关元件。
6.dc链路可以包括单个电容器，但尤其对于多电平逆变器，也可以包括串联连接的多个电容器(分离dc链路)，例如，串联连接的两个电容器。电容器之间的dc极可以用作中性点，并可以通过半导体开关(如二极管(无源中性点嵌位逆变器)或如晶体管(例如，igbt或mosfet)(有源中性点嵌位逆变器))在多电平逆变器中嵌位到开关支路。分离dc链路提供例如可以是施加到dc链路的dc电压的一半的正dc电压和可以是施加到dc链路的dc电压的一半的负dc电压。串联连接的电容器之间的dc链路的中性点也可以连接到由逆变器供电的电网的中性点，或者连接到逆变器的输出滤波器的星形点或中性点。在逆变器的操作中，应该平衡分离dc链路的链路电容器处的dc电压。不平衡的dc链路电容器电压在逆变器的电气部件上引起不相等的应力，这甚至可能造成部件和/或逆变器故障，并且还造成输出波形质量的劣化，这可能造成输出电压总谐波失真(thd)的有害增加。因此，在分离dc链路电容器处的dc电压之间的电压不平衡是不期望的。为了减轻分离dc链路中的电压不平衡，已经提出不同的策略。
7.一种已知的策略是基于用于电压平衡的分离dc链路处的附加硬件。但这会增加逆变器的成本和损耗。其他策略是基于如例如在k.kang等人的“a harmonic voltage injection based dc-link imbalance compensation technique for single-phase three-level neutral-point-clamped(npc)inverters”(mdpi energies 2018,11,1886)中描述的注入技术。在该方法中，偶数谐波信号(例如，二阶谐波信号)被添加到由逆变器的电流控制器生成的参考信号。然后，由开关控制器使用具有偶数谐波的参考信号来控制逆
变器的开关支路中的半导体开关的开关。偶数谐波信号旨在平衡dc链路电容器，其中，谐波引起dc链路电容器之间的电压差，以减少电容器之间的电压不平衡。偶次谐波信号被选择为与dc电容器电压之间的差值成正比，即，与电压不平衡成正比。然而，在这样的比例增益下，电压平衡控制的控制行为不良(例如，剩余偏移误差、不良瞬态行为)。
8.ep 2 876 793a1提出了使用三次谐波来修改逆变器的参考信号的类似方法。然而，参考信号不是被修改用于平衡dc链路电压，而是被修改用于使dc链路电容器的电流应力最小化，以便延长其寿命。添加三阶谐波信号以调整幅值和/或相位差，从而使两个dc链路电容器上的电流应力最小化。
9.本发明的目的是改善具有分离dc链路的多电平逆变器的电压平衡。
10.这是通过计算具有调制信号幅值的调制信号作为逆变器的输出电压或输出电流的偶数谐波信号来实现的。用至少两个dc链路电容器处的实际电功率的实际电功率差并通过将调制信号叠加到用于生成调整参考信号的设定点值上来计算调制信号，该调整参考信号用于控制半导体器件的开关，以便平衡dc链路电容器处的dc链路电容器电压。这种方法允许控制调制信号，使得dc链路电容器的实际功率差被补偿，进而平衡dc链路电容器电压。因此，调制信号总是被调整为电流功率差，这改善了dc链路电容器电压的平衡。除此之外，使用功率差来计算调制信号，甚至可以在dc链路电容器的dc链路电压由于功率差而改变之前进行反应。通过使用功率差，得知dc链路电压将如何变化，从而允许在电压变化之前对其造成影响。因此，可以改善电压平衡控制的瞬态行为，并且控制误差可以减少。最后，同样重要的是，通过使用功率而非电压进行平衡控制，可以应用线性控制理论，因为功率对dc链路电容器中的电能随时间的变化(其最终导致电压变化)具有线性影响。
11.优选地，实际功率差被计算为由dc链路电容器提供的ac功率的ac功率差，并且可选地计算为dc链路电容器的ac功率差和dc功率差之和。据此，在计算调制信号时，考虑由dc链路电容器提供和消耗的实际功率。
12.尤其有利的是提供设定点功率差以及根据功率差误差来计算调制信号幅值，其中功率差误差为设定点功率差与实际功率差和由调制信号引起的dc链路电容器处的功率差之和之间的差值的形式。这允许基于给定的设定点功率差来控制功率差，并且由此还控制平衡。
13.下面参照图1至图7更详细地描述本发明，图1至图7示出了本发明的示例性、示意性和非限制性的有利实施例。在图中示出
14.图1是具有分离dc链路的逆变器的已知拓扑，
15.图2是三相多电平逆变器的示例，
16.图3是单相多电平逆变器的示例，
17.图4是具有平衡控制的逆变器的控制方案，
18.图5是用实际功率差进行的调制信号计算，
19.图6是设定点功率差的计算，以及
20.图7是二阶偶数谐波调制信号的示例。
21.图1示例性示出了逆变器1的典型设计，其用于将例如来自向输入端提供dc电压u
dc
的dc电源2的dc电压u
dc
转换为输出端处的ac电压u
ac
。在图1的实施例中，输出电压u
ac
是具有相电压u
ac1
、u
ac2
、u
ac3
的三相输出电压u
ac
。ac输出电压u
ac
被提供到电负载3，例如，电网。在平
衡负载的情况下，可以假定输出电压u
ac
(例如，相电压u
ac1
、u
ac2
、u
ac3
)的相电压是相等的(除了相移之外)。dc电源2可以是如图1中的任何dc源(例如，光伏模块pv)或电池储能器、dc/dc转换器、ac/dc转换器等。尽管在图1中示出了三相逆变器，但逆变器1可以具有任何数量的相，还包括仅一个相。逆变器1也可以是双向的，其中电能可以从输入端传递到输出端以及反之，即，输入端和输出端可以被切换。
22.逆变器1包括在逆变器1的输入端侧的dc链路4、开关级5和在逆变器1的输出端侧的可选的ac滤波器6。在逆变器1的输入端处，还可以设置用于升高dc链路电压u
dcl
的dc输入滤波器(例如，emc(电池兼容性)滤波器)和/或dc/dc转换器。可选的ac滤波器6用于将逆变器1的ac输出电压u
ac
和ac输出电流i
ac
平滑，并且还可以包括emc滤波器。在逆变器1和负载3之间，可以可选地布置使逆变器1能够与负载3断开的ac继电器7。在ac继电器7存在时，其还可以被集成在逆变器1中。
23.dc链路4被实现为具有串联连接的至少两个dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
的分离dc链路。在两个dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
之间，设置中性点n。中性点n可以连接到电负载3的中性线，例如，电网的中性线(如图1中用虚线指示的)，和/或可以通过多电平逆变器中的半导体开关(例如，如图2中的二极管或如图3中的晶体管)嵌位到开关级5的开关支路。
24.dc链路电压u
dcl
在dc链路4处被划分为在高侧电容器c
dc1
处的第一dc链路电压u
dc1
和在低侧电容器c
dc2
处的第二dc链路电压u
dc2
。中性点n位于高侧电容器c
dc1
和低侧电容器c
dc2
之间。在逆变器1操作期间，第一dc链路电压u
dc1
和第二dc链路电压u
dc2
可能会变得不平衡，即，u
dc1
≠u
dc2
。为了避免这一点，如下描述地实现平衡控制。
25.开关级5包括n条开关支路sln，n≥1，每个相至少有一条开关支路sln，而每条开关支路sln与dc链路4并联连接，即，与dc链路电压u
dcl
并联连接。在n条开关支路sln中的每一个中，串联连接有至少两个半导体开关snm，m≥2。在开关支路sln的半导体开关snm之间形成ac极acpn，在该处提供开关支路sln的输出ac电流i
ln
和电压u
ln
。ac极acpn在高侧和低侧开关元件snm之间。开关级5的多条开关支路sln的ac极acpn还可以连接在一起以形成输出电压u
ac
的一相。在多电平逆变器中，开关支路sln包括在高侧和低侧处的多个串联连接的半导体开关snm。图2和图3示出多电平逆变器的示例性实施例。
26.在图2的示例中，示出具有分离dc链路4和开关支路5的无源中性点嵌位三相多电平逆变器，开关支路5具有三条开关支路sl1、sl2、sl3(每相一条)。在每条开关支路sl1、sl2、sl3中，两个高侧半导体开关s11、s12、s21、s22、s31、s32和两个低侧半导体开关s13、s14、s23、s24、s33、s34串联连接。在高侧和低侧半导体开关snm之间，形成ac极acp1、acp2、acp3。每条开关支路sln的高侧半导体开关sn1、sn2和低侧半导体开关sn3、sn4被二极管钳位到分离dc链路4的中性点n，即，中性点n经由二极管连接在高侧和低侧半导体开关之间。
27.多电平逆变器的交流极acpn处的ac电压u
ln
可以具有不止两个电压电平，例如，在图2的实施例中为三个电压电平(u
dc+
、0、u
dc-)。在开关支路sln的ac极acpn处提供的ac支路电流i
ln
常常在ac滤波器6中通过串联连接的扼流圈l(电感器)进行滤波，以便去除ac波形的高频分量。扼流圈l之后可以是星形连接的滤波器电容器cf和串联连接的滤波器电感器lf。星形连接的滤波器电容器cf的星形点也可以连接到dc链路4的中性点n(如用图2中的虚线指示的)。然而，ac滤波器6还可以包括另外的或不同的滤波器级。分离dc链路4的中性点n还可以连接到电负载3的中性线(如图2中用虚线指示的)。
28.图3示例性地示出了有源中性点嵌位单相多电平逆变器1。开关支路sl1包括串联连接的四个半导体开关s11、s12、s13、s14。高侧半导体开关s11、s12提供正ac波形并且低侧半导体开关s13、s14提供负ac波形。在高侧半导体开关s11、s12和低侧半导体开关s13、s14之间，设置ac极acp1。高侧半导体开关s11、s12和低侧半导体开关s13、s14经由半导体开关(例如，晶体管t1、t2)嵌位到dc链路4的中性点n。dc链路4的中性点n在这种情况下连接到电负载3的中性线。
29.多电平逆变器1的开关支路sln还可以具有在高侧和低侧处的不止两个半导体开关，用于提供ac电压u
ln
和ac极acpn的更多个电压电平。在这种情况下，dc链路4也可以具有不止两个串联连接的dc链路电容器。
30.逆变器控制器10用于操作逆变器1(图1)。逆变器1的不同测量值m(例如，测得的电压和/或电流)可以用于控制逆变器1，例如，dc电压u
dc
、dc链路电容器电压u
cd1
、u
cd2
、输出电压u
ac
、输出电流i
ac
或ac极acpn处的ac支路电流i
ln
等，如图1中指示的。用于测量所需测量值m的电压和电流传感器是熟知的，并且出于简单的缘故，在图1中没有示出。
31.在逆变器控制器10中实现开关控制器11，开关控制器11生成在给定开关频率下和/或以给定次序对开关级5中的半导体开关snm进行开关以便产生逆变器1的所需的输出电压u
ac
和/或输出电流i
ac
的控制信号scnm(如图1中指示的)。控制信号scnm常常被提供到每个半导体开关snm的熟知的栅极驱动器(未示出)，其用于实现半导体开关snm的开关。栅极驱动器也可以被集成在开关控制器11中。
32.逆变器控制器10可以在用操作逆变器1的控制软件编程的基于微处理器的硬件(如计算机、微控制器、数字信号处理器、可编程逻辑控制器(plc)等)上实现。控制软件被存储在逆变器控制器10的存储器中。另外，用专用集成电路(asic)或现场可编程门阵列(fpga)等实现是可能的。逆变器控制器10也可以实现为模拟电路、模拟计算机或其他模拟仪器。
33.逆变器控制器10的开关控制器11和其他功能可以被实现为在逆变器控制器10上运行的软件。逆变器控制器10和开关控制器11也可以被实现为单独的硬件。在这种情况下，开关控制器11也可以是如微控制器、计算机、数字信号处理器、可编程逻辑控制器(plc)等基于微处理器的硬件，或者是专用集成电路(asic)或现场可编程门阵列(fpga)等，并具有软件。开关控制器11也可以被实现为模拟电路、模拟计算机或其他模拟仪器。
34.开关控制器11常常被实现为某种电压调制方案，例如，pwm(脉冲宽度调制)或多电平pwm方案，其控制开关支路sln的ac极acpn处的ac支路电压u
ln
的脉冲宽度(占空比)和/或ac极处的ac支路电压u
ln
的电压电平。ac极acpn处的ac支路电压u
ln
和/或支路电流i
ln
的随时间的平均值形成多电平逆变器1的输出电压u
ac
和/或输出电流i
ac
。然而，开关控制器11也可以被不同地实现。
35.逆变器控制器10的目标常常是，输出电压u
ac
和/或输出电流i
ac
对应于逆变器1的设定参考输出信号(设定值sp)，例如，输出电压u
acs
或输出电流i
acs
。例如，在电网作为电负载3的情况下，参考输出电压u
acs
通常是具有一定幅值和电网频率(例，50hz)的正弦电压。参考输出信号例如输出电压u
acs
(也具有多个相电压和相角)可以作为逆变器1的控制的设定点值sp(图1、图4)被提供到逆变器控制器10和/或开关控制器11。
36.如图4中所示，平衡控制器12(例如，逆变器控制器10或开关控制器11硬件上的软
件)确定叠加在设定点值sp上的调制信号ms，以便生成用于开关控制器11的调整参考信号rs。平衡控制器12也可以与逆变器控制器10分开地实现在例如在可以用平衡控制器软件编程的单独一个硬件(基于微处理器的硬件、asic、fpga等)上。平衡控制器12也可以被实现为模拟电路、模拟计算机或其他模拟仪器。
37.平衡控制器12的控制目标是用调制信号ms调制设定点值sp，使得dc链路电容器电压u
dc1
、u
dc2
之间的任何电压差(u
dc1-u
dc2
)减小。dc链路电容器电压u
dc1
、u
dc2
之间的电压差是在逆变器1随时间推移的操作期间产生的。
38.对于以下说明，假定dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
相同，即，c
dc1
＝c
dc2
＝c
dc
，尽管下式可以容易地推广到不同的dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
。下面还假定在分离dc链路4中只存在两个dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
。然而，下式可以容易地推广到不止两个dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
。
39.本发明是基于电压差(u
dc1-u
dc2
)是由dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
处的电功率差引起的考虑。dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
处的不同功率p造成dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
中的电能w随时间的不同变化，如本发明的平衡控制器12目的是通过适当地控制调制信号ms来补偿dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
处的电功率差，从而实现平衡dc链路电容器电压u
dc1
、u
dc2
的效果。
40.首先，计算dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
处的功率差p
diff,act
的实际值。在逆变器1操作期间，存在流入dc链路4的电容器c
dc1
、c
dc2
的dc功率和流出dc链路4的电容器c
dc1
、c
dc2
的ac功率。实际功率差p
diff,act
是dc功率差p
diff,dc
与ac功率差p
diff,ac
之和，即，p
diff,act
＝p
diff,dc
+p
diff,ac
。因此，实际功率差p
diff,act
是dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
处的功率差的当前值。然而，可以不考虑dc功率差p
diff,dc
。在这种情况下，实际功率差p
diff,act
将等于ac功率差p
diff,ac
。
41.流入电容器c
dc1
、c
dc2
的dc功率的dc功率p
diff,dc
的差值可以被计算为p
diff,dc
＝i
dc
(u
dc1-u
dc2
)，其中dc链路电流i
dc
(可以被作为测量值m提供)是流过dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
的dc电流。dc链路电流i
dc
仅在逆变器1的dc侧流动。
42.取自dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
的ac功率的ac功率差p
diff,ac
是由高侧电容器c
dc1
和低侧电容器c
dc2
提供的ac功率之间的差值。在逆变器1的操作之后，高侧电容器c
dc1
提供输出电压u
ac
和输出电流i
ac
的第一(例如，正)半波，并且低侧电容器c
dc1
提供输出电压u
ac
和输出电流i
ac
的第二(例如，负)半波。
43.给定的ac电压u
ac
和ac电流i
ac
的ac功率通常被给定为其中ac信号具有已知频率fn。这是在ac电压u
ac
和ac电流i
ac
的周期的1/fn时段内求平均的功率。
44.在有源电压幅值ua和相角的情况下，ac输出电压u
ac
的p相的ac输出电压u
acp
可以被建模为以相同的方式，在电流幅值ia的情况下，有源ac输出电流i
ac
的p相的ac输出电流可以被建模为可选地(由方框指示的)，还可以考虑盲成分(具有盲电压幅值ub和盲电流幅值ib)。
45.对于三相电压和电流，三相的相角可以被设置为导
致输出电压和输出电流
46.电压幅值ua、ub和/或电流幅值ia、ib要么是已知的，要么可以作为测量值m提供。
47.然后通过第一半波和第二半波ac电压u
ac
和ac电流i
ac
的功率的差值给出逆变器1的p相的ac功率差p
diff,ac
。对于相角的p相，可以通过计算功率差。对于相角的p相，积分边界需要根据相角移位(例如，对于三相逆变器1移位1/3fn)，使得半波被正确积分。由于所有相p都从dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
汲取功率，那么，ac功率差p
diff,ac
是单相ac功率差之和，即，
48.对于如图2中所示的三相逆变器1，p
diff,ac
可以被计算为例如
49.使用ac电压u
ac
和ac电流i
ac
的周期内的平均功率的优点在于，可以解析求解积分，并且分别用ac电压u
ac
和ac电流i
ac
的当前值或其幅值ia,ua简单地计算ac功率差p
diff,ac
。
50.然而，还将可以根据由p
ac
＝u
ac
(t)
·iac
(t)给出的瞬时功率计算ac功率差p
diff,ac
。
51.另外，在这种情况下，ac功率差p
diff,ac
由通过dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
汲取的ac功率差定义，即，p
diff,ac
＝p
ac,c1-p
ac,c2
。如果从dc链路电容器c
dc1
汲取功率而没有从dc链路电容器c
dc2
汲取功率，则p
diff,ac
＝p
ac,c1-0＝p
ac,c1
。反之，如果从dc链路电容器c
dc2
汲取功率而没有从dc链路电容器c
dc1
汲取功率，则p
diff,ac
＝0-p
ac,c2
＝-p
ac,c2
。如果从dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
二者汲取功率，则ac功率差p
diff,ac
包括dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
二者的功率分量。
52.然而，这将需要更多的计算时间和计算能力，因为将必须在每个所需的时间点(例如，每毫秒)计算电压与电流的乘积。
53.dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
之间的整体实际功率差p
diff,act
跟随dc功率差p
diff,dc
与ac功率差p
diff,ac
之和。这当然表示可以在给定时间步长(例如，每毫秒)计算出的功率差的瞬时值。对于本发明的电压平衡，可以可选地考虑dc功率差p
diff,dc
，这导致p
diff,act
＝p
diff,ac
[+p
diff,dc
]。该实际功率差p
diff,act
将被补偿，以便平衡dc链路电容器电压u
dc1
、u
dc2
。
[0054]
需要选择允许补偿功率差p
diff.act
的适当调制信号ms。作为输出信号的逆变器1的一相的输出电压u
acp
通常为频率为fn并且幅值为ua的正弦(或类正弦)信号，即，时间为t(如图7中所示)。用这样的输出电压u
acp
，其相位与输出相电压u
acp
同步的偶次谐波互补三角信号(即，在正弦输出信号的情况下为余弦信号或在余弦输出信号的情况下为正弦信号)是调制信号ms(图7)的良好选择，因为这样的偶次谐波升高了输出信号的第一半波的功率并降低了输出信号的第二半波的功率。类似地，相移后的对应三角信号(即，在正弦输出信号的情况下为正弦信号或在余弦输出信号的情
况下为余弦信号)例如移位-π/4以获得二阶偶次谐波，当然也可以完成这项工作。由调制信号ms引入的dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
处的该功率差被用于补偿dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
处的功率差，因此，也用于平衡dc链路电容器电压u
dc1
、u
dc2
的电压差。
[0055]
对于具有相角的p相n阶偶次谐波电流i
hp
例如选定为其中，n是偶数并且i
nh
是调制信号幅值a
ms
。可选地，如在方框图中指示的，也可以考虑非偶次谐波分量，其中m是非偶数整数。非偶次谐波可以用于减小生成调制信号ms所需的dc链路电压。
[0056]
对于三相逆变器1，n阶偶次谐波电流ih将遵循例如
[0057][0058]
如果随调制信号ms引入非偶次谐波分量，则这些谐波也会出现在输出电压中，这将导致
[0059][0060]
对于逆变器1的n阶偶次谐波电流ih和输出电压u
ac
，可以如以上针对p
diff,ac
描述的计算因作为调制信号ms的n阶偶次谐波电流ih引起的dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
处的功率差p
diff,h
。因此，因偶次谐波电流ih引起的功率差p
diff,h
同样地计算为如上所述的p个相的正半波和负半波之间的功率差之和。
[0061]
对于二阶谐波电流ih(n＝2)，例如，如图2中的三相逆变器1的功率差p
diff,h
可以被计算为
[0062]
为了能够控制dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
处的瞬时功率差(p
diff,h
act+p
diff,h
)，需要设定点功率差p
diff,set
，如图5中所示。然后，控制目标将是补偿功率差误差[p
diff,set-(p
diff,act
+p
diff,h
)]，即，控制目标将是[p
diff,set-(p
diff,act
+p
diff,h
)]＝0。用上式，调制信号幅值a
ms
(例如，作为调制信号ms的n阶偶次谐波电流ih的电流幅值i
nh
)可以被计算为例如
[0063]
应该提到，类似地，具有电压幅值u
nh
的偶次谐波电压信号uh而非偶次谐波电流ih也可以被用作调制信号ms。
[0064]
在平衡控制器12的每个时间步长中，可以计算调制信号ms(i
nh
或u
nh
)的幅值，并且将通过将调制信号ms叠加到逆变器控制器的设定点值sp上来注入所得的调制信号ms，以便生成用于开关控制器11的调整参考信号rs(图4)。
[0065]
平衡控制器12的时间步长常常不对应于开关控制器11的采样时间。通常，开关控制器11的采样时间会比平衡控制器12的时间步长短得多。优选地，调制信号ms的幅值被周期性(例如，每1ms)地计算。
[0066]
设定点值sp和调制信号ms的叠加可以以不同的方式进行。将可以添加完整周期
(频率fn)的信号，并且开关控制器11可以以其开关频率对所得信号进行采样。还将可以在开关控制器11的开关频率下提供设定点值sp，并且用开关频率对偶次谐波调制信号ms进行采样，以为调制信号ms提供对应的采样率。
[0067]
对于多相逆变器1，设定点值sp当然可以是具有p个相矢量元素(即，每个相p的设定值)的矢量。然后，调制信号ms将以正确相角被叠加到每个相的设定点值上。
[0068]
由于要补偿dc链路电容器电压u
dc1
、u
dc2
的差值，因此作为dc链路电容器电压u
dc1
、u
dc2
的函数选择设定点功率差p
diff,set
，即，p
diff,set
＝f(u
dc1
,u
dc2
)。
[0069]
参考图6示出计算设定点功率差p
diff,set
的一种有利方式。
[0070]
dc链路电容器c
dc1
、c
dc2
之间的实际能量差w
diff
可以被计算为dc链路电容器电压u
dc1
、u
dc2
可以被提供为测量值m。另外，用设定点dc链路电容器电压差u
diff,set
和dc链路电容器电压u
dc1
、u
dc2
的实际和将设定点能量差w
diff,set
计算为通常，平衡控制的目标是u
diff,set
＝0，因此w
diff,set
＝0。用实际能量差w
diff
与设定点能量差w
diff,set
之间的误差并且用所选择或给定的平衡控制的时间常数τ
bal
来计算电功率差，即，其被用作设定点功率差p
diff,set
。这为平衡控制器12赋予了pi(比例积分)控制器特性，尽管也还可以实现不同的控制特性。时间常数τ
bal
可以被视为可以被适当设置以获得所期望的平衡控制器12的控制行为和控制稳定性的平衡控制器12的控制参数。用这种方法，平衡控制器12将被实现为级联控制，如图6中所示。
[0071]
可以在平衡控制器12的给定时间步长中重复设定点功率差p
diff,set
和调制信号ms的计算。在下一次计算之前，计算出的调制信号ms被叠加在逆变器控制器10的设定点值sp上。