一种低电压应力的三绕组耦合电感开关电容Boost变换器

一种低电压应力的三绕组耦合电感开关电容boost变换器
技术领域
1.本发明涉及电力电子变换器技术领域，具体地说，是一种结合耦合电感与开关电容技术，从而实现高效率、超高增益且所有开关器件低电压应力的dc-dc变换器。


背景技术：

2.高增益dc-dc变换器在输入侧为直流低压，而负载侧却为直流高压的场合，承担着难以或缺的作用。例如，在不间断电源中，酸性蓄电池(48v)的电压较低，但逆变器母线电压值为380v；在汽车高强度放电灯电子镇流器系统中，需要dc-dc转换器将汽车蓄电池的低压(12v)提升到更高的电压(100v)。另一个重要的应用在一些可再生能源系统中，如光伏阵列和燃料电池等，输出电压较低，需要升压dc-dc转换器作为低压电源和输出负载之间的集成接口，为负载提供安全可靠的恒定高电压。
3.目前，国内外学者对高增益dc-dc变换器技术进行了大量的研究。其中，耦合电感型变换器在占空比外，增加了耦合电感原副边绕组匝数比这一变量，在进一步提升电压增益的同时，加大了变换器调节范围的灵活性，是时下一类高增益变换器的研究热点。然而该类变换器由于漏感的存在，实现高增益的同时，降低了变换器的工作效率。且传统的单一耦合结构会与功率开关器件的寄生电容发生谐振，造成开关器件两端瞬间存在过大电压，增大开关器件电压应力，加剧器件开关损耗，进而影响变换器乃至发电系统的整体稳定性。
4.李洪珠等人在《电工技术学报》第35卷增刊2，公开日为2020年12月，公开了论文《一种新型磁集成高增益耦合电感倍压boost变换器》，提出一种由两个带耦合电感组合而成的新型磁集成高增益耦合电感倍压boost变换器。变换器具有电压增益较高、开关管电压应力较低、电感电流纹波较小等优点。但该文章所提方案仍存在不足，主要有以下几方面：1)使用两组耦合电感会增大变换器体积，降低变换器功率密度；2)由于漏感存在，两个开关管在关断时刻，会产生电压尖峰，造成较大的开关损耗；3)输出电压增益水平较传统boost电路有所提升，但增益依旧有限。


技术实现要素：

5.1.发明要解决的技术问题
6.为了提高电压增益，降低开关管的电压应力，同时解决二极管反向恢复问题；本发明提供了一种低电压应力的三绕组耦合电感开关电容boost变换器；使用本发明提供的技术方案电压增益可得到进一步提升，且有效抑制了漏感引起的开关器件电压应力问题。
7.2.技术方案
8.为达到上述目的，本发明提供的技术方案为：
9.本发明的一种低电压应力的三绕组耦合电感开关电容boost变换器，该boost变换器的电源v
in
的正极与耦合电感的原边绕组电感la同名端连接；耦合电感原边绕组电感la的非同名端分别与开关管s的漏极、二极管d1的阳极以及电容c2的正极连接；开关管s的源极与电源v
in
的负极、电容c1的负极、电容c6的正极以及二极管d2的阴极连接；二极管d1的阴极与
电容c3、c5的负极、电容c1的正极以及二极管d3的阳极连接；耦合电感的副边绕组电感lb的同名端与电容c3的正极连接，非同名端与二极管d3的阴极以及二极管d5的阳极连接；二极管d6的阴极与电容c2的负极以及二极管d2的阳极连接，二极管d6阳极与电容c4的正极以及二极管d4的阴极连接；耦合电感的副边绕组电感lc的同名端与电容c4的负极连接；最后二极管d5的阴极以及电容c5的正极连接负载一端，耦合电感的副边绕组电感lc的非同名端、电容c6的负极以及二极管d4的阳极连接负载的另一端。
10.更进一步地，耦合电感的两个副边绕组构成两组倍压单元，在一个开关周期中，两个倍压单元的输出电容交替向负载供电，实现高增益效果。变换器在占空比整个周期内，电压增益为：
[0011][0012]
式中，n为耦合电感匝数比(n＝n
s1
/n
p
＝n
s2
/n
p
)，k为耦合电感的耦合系数(k＝lm/(lm+l
k1
+l
k2
+l
k3
))。
[0013]
更进一步地，电路采用无源钳位技术，结构简单易于控制，不仅能减小开关管的电压应力，而且能实现漏感能量的回收。开关管s的电压应力为：
[0014][0015]
二极管d1～d6的电压应力分别为：
[0016][0017][0018][0019]
3.有益效果
[0020]
采用本发明提供的技术方案，与已有的公知技术相比，具有如下显著效果：
[0021]
(1)本发明的一种低电压应力的三绕组耦合电感开关电容boost变换器，采用耦合电感的两个副边绕组构成两组倍压单元，两个倍压单元的输出电容串联，实现电压高增益输出；
[0022]
(2)本发明的一种低电压应力的三绕组耦合电感开关电容boost变换器，在开关管关断后，两组由二极管和电容构成的无源钳位电路同步吸收漏感电流，实现了漏感能量无损转移，提高了变换效率；
[0023]
(3)本发明的一种低电压应力的三绕组耦合电感开关电容boost变换器，可通过合理设计漏感大小，平滑副边绕组上的电流，降低二极管反向恢复损耗；
[0024]
(4)本发明的一种低电压应力的三绕组耦合电感开关电容boost变换器，开关管电压应力大大降低，同时所有二极管电压应力也都小于输出电压，可采用低耐压等级和低导通电阻的高性能开关器件和二极管，从而提高效率。
附图说明
[0025]
图1为本发明的电路结构图；
[0026]
图2为本发明的等效电路结构图；
[0027]
图3为本发明主要工作波形图；
[0028]
图4为本发明模态1的等效电路图；
[0029]
图5为本发明模态2的等效电路图；
[0030]
图6为本发明模态3的等效电路图；
[0031]
图7为本发明模态4的等效电路图；
[0032]
图8为本发明模态5的等效电路图；
[0033]
图9为输入、输出电压波形图；
[0034]
图10为励磁电感lm与漏感l
k1
电流波形图；
[0035]
图11为副边绕组n
s1
、n
s2
电流波形图；
[0036]
图12为开关管s电压电流波形图；
[0037]
图13为二极管d1的电压、电流波形图；
[0038]
图14为二极管d2的电压、电流波形图；
[0039]
图15为二极管d3的电压、电流波形图；
[0040]
图16为二极管d4的电压、电流波形图；
[0041]
图17为二极管d5的电压、电流波形图；
[0042]
图18为二极管d6的电压、电流波形图。
具体实施方式
[0043]
为进一步了解本发明的内容，结合附图和实施例对本发明作详细描述。
[0044]
实施例1
[0045]
如图1所示，本实施例的一种低电压应力的三绕组耦合电感开关电容boost变换器，电源v
in
的正极与耦合电感的原边绕组电感la同名端连接；耦合电感原边绕组电感la的非同名端分别与开关管s的漏极、二极管d1的阳极以及电容c2的正极连接；开关管s的源极与电源v
in
的负极、电容c1的负极、电容c6的正极以及二极管d2的阴极连接；二极管d1的阴极与电容c3、c5的负极、电容c1的正极以及二极管d3的阳极连接；耦合电感的副边绕组电感lb的同名端与电容c3的正极连接，非同名端与二极管d3的阴极以及二极管d5的阳极连接；二极管d6的阴极与电容c2的负极以及二极管d2的阳极连接，二极管d6阳极与电容c4的正极以及二极管d4的阴极连接；耦合电感的副边绕组电感lc的同名端与电容c4的负极连接；最后二极管d5的阴极以及电容c5的正极连接负载一端，耦合电感的副边绕组电感lc的非同名端、电容c6的负极以及二极管d4的阳极连接负载的另一端。
[0046]
本实施例中变换器由一个升压单元、两个无源钳位电路以及两个倍压单元构成。钳位二极管d1和钳位电容c1构成钳位吸收单元1；钳位二极管d2和钳位电容c2构成钳位吸收单元2。利用耦合电感的两个副边绕组，分别与二极管、电容组成两个倍压单元，分别为由二极管d3、电容c3和耦合电感副边绕组lb构成的倍压单元1，由二极管d4、电容c4和耦合电感副边绕组lc构成的倍压单元2。
[0047]
本实施例在结构中引入了三绕组耦合电感，一方面增加了电压增益的控制自由
关断，该模态结束。
[0058]
模态4[t
3-t4]
[0059]
如图7所示，t3时刻，二极管d4、d5导通，励磁电感lm分别通过两个副边绕组n
s1
、n
s2
向电容c4、c5充电，励磁电感的电流线性下降。同时，直流电压源、耦合电感原边n
p
以及漏感l
k1
仍分别通过二极管d1、d2向电容c1、c2充电，漏感电流线性下降。t4时刻，当漏感电流下降为0时，二极管d1、d2关断，该模态结束。
[0060]
模态5[t
4-t5]
[0061]
如图8所示，t4时刻，二极管d1、d2关断，励磁电感仍分别通过两个副边绕组向电容c4、c5充电，励磁电感电流线性下降。该模态下，电容c1、c6向负载供电。当开关管s导通时，该模态结束，进入下一个周期。
[0062]
为了简化分析，在以下分析中不计损耗且忽略耦合电感漏感的影响。因暂模态不影响变换器电压增益特性，故在分析中只考虑主开关开和关两种常模态。
[0063]
电压增益
[0064]
定义和分别为励磁电感充电状态下，励磁电感lm和副边n
s1
、n
s2
上的电压；和分别为励磁电感放电状态下，励磁电感lm和副边n
s1
、n
s2
上的电压；d为开关占空比；k为耦合电感的耦合系数且(k＝lm/(lm+l
k1
+l
k2
+l
k3
))。；n为耦合电感匝数比(n1＝n
s1
/n
p
，n2＝n
s2
/n
p
，以下为简化分析，令n1＝n2＝n)。
[0065]
当变换器工作在图5所示的模态二时，输入电源v
in
分别对励磁电感lm充电：
[0066][0067][0068]
工作在图7所示的模态四时，电容c1、c2、c4的电压表达式为：
[0069][0070][0071][0072]
联立(2)，(5)式，得电容c5的电压表达式为：
[0073][0074]
联立(1)，(4)，(6)式，得电容c6的电压表达式为：
[0075][0076]
联立(4)，(7)，(8)式，得该变换器输出电压的表达式：
[0077][0078]
变换器的电压增益：
[0079][0080]
综上分析该变换器的电压增益表达式有四个自由度，分别为占空比d、耦合电感的耦合系数k和耦合电感的匝比n1及n2，增加了增益调节的灵活度。
[0081]
根据上文分析，可推导出开关管s的电压应力：
[0082][0083]
二极管d1～d6的电压应力分别为：
[0084][0085][0086][0087]
通过电压应力公式可以看出，各功率器件的电压应力均降低且低于输出电压，有利于选择小功率高性能的开关器件。
[0088]
参数设置：输入电压u
in
＝40v，输出电压uo＝400v，输出功率为800w，开关频率为40khz，励磁电感lm＝100μh，漏感l
k1
＝l
k2
＝l
k3
＝2μh，耦合电感匝数比n
s1
：n
s2
：n
p
＝1，输出电容c5＝c6＝460μf，钳位电容c1＝c2＝460μf，倍压单元电容c3＝c4＝220μf。仿真波形如图9-18。
[0089]
图9为输入、输出电压波形；图10为励磁电感lm与漏感l
k1
电流波形；图11为副边绕组n
s1
、n
s2
电流波形；图12为开关管s电压电流波形；图13为二极管d1的电压、电流波形；图14为二极管d2的电压、电流波形；图15为二极管d3的电压、电流波形；图16为二极管d4的电压、电流波形；图17为二极管d5的电压、电流波形；图18为二极管d6的电压、电流波形。从仿真效果来看，该变换器在非极限占空比下仍能达到极高的电压增益，且各开关器件电压应力远小于输出电压，有利于提高输出效率。
[0090]
以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。