用以对直流输入电压Vin进行电源转换，并据以产生负载电压Vd以对负载10供电。在本实施例中，以开关为基础的谐振变换器110可采用非对称半桥式、对称半桥式、全桥式或其他电路组态来实现，本发明对此不加以限制。
[0033]控制器120耦接谐振变换器110与负载10，其系用以控制谐振变换器110的开关切换，从而调节谐振变换器I1的电源转换的动作。在本实施例中，控制器120可采用数字形式或模拟形式的控制器来实现，本发明对此不加以限制。
[0034]详细而言，控制器120具有电压控制回路VCL与电流控制回路CCL，其中控制器120会侦测负载10的驱动状态(例如:施加于负载的负载电压Vd以及流经负载10的负载电流Ιο)，并且依据侦测的结果启用电压控制回路VCL与电流控制回路CCL其中之一来调整谐振变换器110的开关频率。
[0035]在本实施例中，控制器120可基于所侦测到的负载电流1的大小来判断负载10是否发生过流现象，并且据以决定所采用的控制手段，从而有效地在负载10发生过流现象时对负载10进行限流。
[0036]更清楚地说，当控制器120侦测到负载电流1小于一默认电流值时，其会判断负载10并未发生过流(即，谐振电源转换装置100正常工作)。此时，控制器120会启用电压控制回路VCL，以依据负载电压Vd进行反馈控制，并据以调整谐振变换器110的开关频率。于此组态下，控制器120会基于负载电压Vd与一参考电压之间的误差,来控制谐振变换器110的开关频率，藉以实现反向的频率调节机制(即，控制器110通过提高开关频率来降低负载电压Vd),以维持负载10的稳定供电。
[0037]另一方面，当控制器120侦测到负载电流1大于等于预设电流值时，其会判断负载10发生过流现象。此时，控制器120会启用电流控制回路CCL，以依据负载电流1进行反馈控制，并据以调整谐振变换器110的开关频率。于此组态下，控制器120会基于负载电流1与一参考电流值之间的误差，来控制谐振变换器110的开关频率，藉以实现正向的频率调节机制(即，控制器110通过降低开关频率来降低负载电流Ιο)，以对负载10进行限流。换言之，当电流控制回路CCL被启用时，控制器110会反应于负载电流1的增加而降低谐振变换器10的开关频率。
[0038]为了更清楚的说明本发明实施例，图2为本发明一实施例的谐振电源转换装置的电路示意图。请参照图2，谐振电源转换装置200包括谐振变换器210以及控制器220，其中谐振变换器210包括桥式开关电路212、谐振及变压电路214、整流滤波电路216以及箝位电路218。于此，为便于说明，在本实施例中的谐振变换器210是以非对称半桥式的电路组态作为实施范例，但本发明不以此为限。
[0039]桥式开关电路212是以包括开关晶体管Ql与Q2的电路架构为例。开关晶体管Ql与Q2相互串接以组成一桥臂，并且开关晶体管Ql与Q2分别受控于控制器220所输出的脉宽调变讯号PWMl与PWM2而以互补/切换的方式交替导通或截止，藉以将直流输入电压Vin提供至谐振及变压电路214。其中，谐振变换器210的开关频率即系指桥式开关电路212(开关晶体管Ql与Q2)的开关频率，也就是脉宽调变讯号PWMl与PWM2的频率。在本实施例中，开关晶体管Ql与Q2是以N型功率晶体管(N-type power transistor)为例,但本发明并不限制于此。
[0040]谐振及变压电路214是以包括谐振电容Cr、谐振电感Lr以及变压器Tl为例。谐振电容Cr的一端耦接开关晶体管Ql与Q2的共节点，谐振电感Lr耦接于谐振电容Cr的另一端与变压器Tl的一次侧绕组NP的同名端(common-polarity terminal,即打点端)之间，且变压器的一次侧绕组NP的异名端(opposite-polarity terminal,即未打点端)接地。其中，谐振电容Cr与谐振电感Lr组成一谐振电路，该串联谐振电路反应于开关晶体管Ql与Q2的切换而充放能。于此值得一提的是，在本实施例中，谐振电容Cr与谐振电感Lr所组成的谐振电路是以串联谐振的电路架构为例。但在本发明的其他实施例中，谐振电路亦可是并联谐振电路(PRC)或者串并联谐振电路(SPRC)，故而谐振电路的架构可视实际设计或应用需求而论。
[0041]整流滤波电路216是以包括二极管Dsf Ds4与滤波电容Co的电路架构为例。二极管Dsl?Ds4组成一全桥整流器(full-bridge rectifier),所述全桥整流器的两输入端(即二极管Dsl与Ds3的阳极端)分别耦接变压器Tl的二次侧绕组NS的同名端与异名端，以对变压器Tl的输出进行整流动作并据以产生负载电压Vd。滤波电容Co并接于负载10的两端，并且用以滤除负载电压Vd中的非直流成分，以使负载10能够被稳定地供电。于此值得一提的是，在本实施例中，整流滤波电路216虽是采用以二极管Dsf Ds4所组成的全桥整流器的电路架构作为实施范例，但本发明不仅限于此。在其他实施例中，整流滤波电路216亦可采用由功率晶体管所组成的同步整流器(synchronous rectifier, SR)来各别取代二极管Dsf Ds4，藉以形成具有自激式或者它激式同步整流电路)。一切端视实际设计/应用需求而论。
[0042]箝位电路218是以包括箝位二极管Dl与D2的电路架构为例。箝位二极管Dl的阴极端与阳极端分别耦接开关晶体管Ql的汲极与谐振电容Crl的另一端。箝位二极管D2的阴极端与阳极端分别耦接箝位二极管Dl的阳极端与接地端GND之间。
[0043]于谐振变换器210的电路组态下，箝位电路218可以将谐振电容Crl的跨压限制于特定的电压范围内，藉以在负载10发生过流现象时，对负载10进行限流。更具体地说，当负载10发生过流现象时，箝位电路218会将谐振电容Crl两端的跨压箝制在直流输入电压Vin的电压准位上，因此箝位电路218可限制谐振电容Crl中储存的能量，以减少谐振电路向二次侧传输的能量，从而对负载10限流并且达到过流保护的目的。
[0044]然而，单纯采用箝位电路218来对负载10进行限流的能力有限，且其并无法直接地基于负载电流1的大小进行控制。此外，在谐振变换器210的电路组态下，采用传统的增加开关频率的限流控制机制，也无以进一步提升过流保护的效果。
[0045]详细而言，在谐振变换器210中，其一次侧电路向二次侧电路传输的功率可用P=w/T表示，其中P为传输的功率，W为谐振电路的传输能量，且T为开关周期。由上式可知，虽然增加开关频率可以使谐振电路的阻抗增加而令传输能量W降低，但是增加开关频率即意味着开关周期T的降低，因此对功率P而言并不会明显的减小，所以并无法达到进一步提升限流效果的目的。
[0046]相较之下，本发明实施例的控制器220可以在负载10未发生过流现象时，藉由启用电压控制回路来控制谐振变换器210稳定地供电，并且在负载10发生过流现象时，藉由启用电流控制回路来对桥式开关电路212的开关频率进行正向调节，也就是通过减低桥式开关电路212的开关频率的方式来提闻开关周期T,使得功率P可基于开关周期T的提闻而降低，进而降低二次侧的电流以达到提升限流效果的目的。
[0047]除此之外，由于本发明实施例是以降低开关频率的控制方式来对负载10进行限流，因此相较于传统上藉由增加开关频率来降低二次侧电流的限流方式而言，所述控制方法可使得整体谐振电源转换装置200的切换损耗大大地降低。
[0048]图3为本发明一实施例的控制器的功能方块示意图。请参照图3，控制器320可应用于前述任一谐振电源转换装置100或200中，且其包括:电压比较器321、电流比较器322、第一比例调节器323、第二比例调节器324、回路选择电路325以及脉宽调变产生器326。其中，电压比较器321、第一比例调节器323以及回路选择电路325组成电压控制回路VCL，且电流比较器322、第二比例调节器324以及回路选择电路325组成电流控制回路CCL。
[0049]电压比较器321会比较负载电压Vd与参考电压VREF，并且根据比较的结果产生电压误差讯号Sve，其中电压误差讯号Sve系为负载电压Vd与参考电压VREF之间的差值，而在本实施例中系将电压误差讯号Sve定义如下:Sve=VREF-Vd。第一比例调节器323耦接电压比较器321以接收电压误差讯号Sve，并且对所接收的电压误差讯号Sve进行调节以产生第一调节讯号Sri。电流比较器322则会比较负载电流1与参考电流IREF，并且根据比较的结果产生电流误差讯号Sie，其中电流误差讯号Sie系为负载电流1与参考电流IREF之间的差值，而在本实施例中系将电流误差讯号Sie定义如下:Sie=1-1REF。第二比例调节器324耦接电流比较器322以接收电流误差讯号Sie，并且对所接收的电流误差讯号Sie进行调节以产生第二调节讯号Sr2。于此值得注意的是，第一比例调节器323与第二比例调节器324可采用比例积分(PI)、比例积分微分(PID)或其他闭回路调节方式，本发明对此不加以限制。
[0050]回路选择电路325耦接第一比例调节器323与第二比例调节器324。回路选择电路325会基于负载的驱动状态而依据第一调节讯号Srl与第二调节讯号Sr2其中之一来产生开关频率讯号fs。换言之，当回路选择电路325选择依据第一调节讯号Srl来产生开关频率讯号fs时，表示控制器320启用电压控制回路VCL ;以及当回路选择电路325选择依据第二调节讯号Sr2来产生开关频率讯号fs时，表示控制器320启用电流控制回路CCL。
[0051]脉宽调变产生器326耦接回路选择