电路325以接收开关频率讯号fs，并且以开关频率讯号fs的讯号频率为基准产生至少一个脉宽调变讯号，如PWM1、PWM2、…，来控制谐振变换器(如110或210)的开关切换。换言之，脉宽调变讯号PWM1、PWM2、…的讯号频率与开关频率讯号fs同步。
[0052]基于上述架构，控制器320仅需利用一个指示负载是否发生过流现象的过流判断讯号来控制回路选择电路LSC的切换，即可实现在谐振电源转换装置正常工作时启用电压控制回路VCL以及在负载发生过流现象时启用电流控制回路CCL的控制机制。其中，所述过流判断讯号可利用电流取样电路(current sampling circuit)以及比较器(comparator)所组成的过流判断电路(未绘示)来产生。
[0053]另外值得一提的是，在实际的应用中，设计者还可在比例调节器323与324和回路选择电路325之间设置限幅电路(未绘示)，以使回路选择电路325基于限幅后的第一调节讯号Srl或第二调节讯号Sr2来产生开关频率讯号fs，从而使谐振变换器的控制更加稳定。限幅电路的设置与否可视设计者的设计需求而定，本发明不对此加以限定。
[0054]底下以图4至图7进一步说明所述之控制器在不同实施例中的具体架构。在图4至图7实施例的控制器中，脉宽调变产生器部分皆与前述图3实施例相同，故于此不再赘述。为使图式容易明了，图4至图7仅绘示电压控制回路与电流控制回路的部分。
[0055]请先参照图4，控制器420包括电压比较器421、电流比较器422、正向比例调节器
423、反向比例调节器424、第一限幅电路UMl、第二限幅电路UM2以及回路选择电路425，其中回路选择电路425包括选择开关SW以及压控震荡器VCOl。
[0056]在本实施例中，电压比较器421、正向比例调节器423、第一限幅电路UM1、选择开关SW以及压控振荡器VCOl组成电压控制回路(如VCL)。电流比较器422、反向比例调节器
424、第二限幅电路UM2、选择开关SW以及压控振荡器VCOl组成电流控制回路(如CCL)。选择开关SW耦接于第一限幅电路UMl与第二限幅电路UM2和压控振荡器VCOl之间。
[0057]当控制器420判断负载未发生过流现象时，选择开关SW会受控于过流判断讯号5_ocd而导通第一限幅电路UMl至压控振荡器VCOl的讯号路径。换言之，此时控制器420会启用电压控制回路。
[0058]于启用电压控制回路的状态下，正向比例调节器423会根据关联于负载电压Vd与参考电压VREF之差值(此处的差值是指VREF减去Vd)的电压误差讯号Sve来进行正向比例调节，并据以产生第一调节讯号Srl (即，第一调节讯号Srl的大小会与负载电压Vd和参考电压VREF之间的差值呈正相关)。接着，第一限流电路UMl会对第一调节讯号Srl进行限幅，以将限幅后的第一调节讯号Sri’作为压控振荡器VCO的控制讯号Vc。因此，压控振荡器VCO即可依据控制讯号Vc而产生具有对应讯号频率的开关频率讯号fs。
[0059]另一方面，当控制器420判断负载发生过流现象时，选择开关SW会受控于过流判断讯号S_ocd而导通第二限幅电路UM2至压控振荡器VCOl的讯号路径。换言之，此时控制器420会启用电流控制回路(如CCL )。
[0060]于启用电流控制回路的状态下，反向比例调节器424会根据关联于负载电流1与参考电流IREF之差值(此处的差值是指1减去IREF)的电流误差讯号Sie来进行反向比例调节，并据以产生第二调节讯号Sr2(即，第二调节讯号Sr2的大小会与负载电流1和参考电流IREF之间的差值呈负相关)。接着，第二限流电路UM2会对第二调节讯号Sr2进行限幅，以将限幅后的第二调节讯号Sr2’作为压控振荡器VCOl的控制讯号Vc。因此，压控振荡器VCOl即可依据控制讯号Vc而产生具有对应讯号频率的开关频率讯号fs。
[0061]在本实施例中，开关频率讯号f s的讯号频率与控制讯号Vc的大小呈正比关系。因此，于启用电压控制回路的状态下，若负载电压Vd低于参考电压VREF越多，则控制器420会相对应的降低谐振变换器的开关频率以提升负载电压Vd，从而降低负载电压Vd与参考电压VREF之差值；反之，若负载电压Vd高于参考电压VREF越多，则控制器420会相对应的提高谐振变换器的开关频率以降低负载电压Vd，从而降低负载电压Vd与参考电压VREF之差值。换言之，电压控制回路系采用正向的频率调节机制来控制谐振变换器的开关切换，以藉由提高/降低开关频率来降低/提高负载电压Vd，以令负载电压Vd可被维持在参考电压VREF附近。
[0062]于启用电流控制回路的状态下，若负载电流1高于参考电流IREF越多，则控制器420会相对应的降低谐振变换器的开关频率以降低负载电流1，从而降低负载电流1与参考电流IREF之差值；反之，若负载电流1低于参考电流IREF越多，则控制器420会相对应的提高谐振变换器的开关频率提升负载电流1，从而降低负载电流1与参考电流IREF之差值。换言之，电流控制回路则系采用反向的频率调节机制来控制谐振变换器的开关切换，以藉由提高/降低开关频率来提高/降低负载电流Ιο。
[0063]请参照图5，控制器520的整体架构大致与前述控制器420相同。两者间的差异仅在于控制器520是采用反向比例调节器523来对电压误差讯号Sve进行反向调节，反向比例调节器523会根据关联于负载电压Vd与参考电压VREF之差值(此处的差值是指Vd减去VREF),并且采用正向比例调节器524来对电流误差讯号Sie进行正向调节，正向比例调节器524会根据关联于负载电流1与参考电流IREF之差值(此处的差值是指IREF减去1)的电流误差讯号Sie来进行反向比例调节。此外，压控振荡器VC02被设计为具有讯号频率与控制讯号Vc呈反比关系的特性。因此，就整体而言，控制器520仍是以和控制器420相同的控制机制来控制谐振变换器的开关切换。
[0064]请参照图6，本实施例与前述图4与图5实施例差异在于前述控制器420与520是以共享选择开关(如SW)与压控振荡器(如VC01、VC02)的架构来组成电压控制回路与电流控制回路，而本实施例的控制器620则是经由两个不同的压控振荡器VCOl与VC02来分别组成电压控制回路与电流控制回路。
[0065]详细而言，在控制器620中，电压比较器621、正向比例调节器623、第一限幅电路LIMl以及压控振荡器VCOl依序耦接以组成电压控制回路，而电流比较器622、正向比例调节器624、第二限幅电路UMl以及压控振荡器VC02依序耦接以组成电流控制回路。压控振荡器VCOl会以限幅后的第一调节讯号Sri’作为控制讯号而产生第一频率讯号H。压控振荡器VC02则会以限幅后的第二调节讯号Sr2’作为控制讯号而产生第二频率讯号f2。其中，回路选择电路625可依据过流判断讯号S_ocd而选择第一频率讯号fl或第二频率讯号f2以做为用以产生脉宽调变讯号的开关频率讯号。
[0066]在本实施例中，由于电压控制回路与电流控制回路皆是以正向比例调节器623与624来进行讯号调节，故电压控制回路中的压控振荡器会采用讯号频率与控制讯号大小呈正比关系的压控振荡器VCOl，而电流控制回路中的压控振荡器则会采用讯号频率与控制讯号大小呈反比关系的压控振荡器VC02。
[0067]请参照图7，控制器720的整体架构大致与前述控制器620相同。两者间的差异仅在于控制器720是采用反向比例调节器723与724来分别对电压误差讯号Sve与电流误差讯号Sie进行反向调节，故电压控制回路中的压控振荡器是采用讯号频率与控制讯号大小呈反比关系的压控振荡器VC02，而电流控制回路中的压控振荡器则是采用讯号频率与控制讯号大小呈正比关系的压控振荡器VCOl。
[0068]因此，就整体而言，无论是控制器620或720，其仍会以和控制器420与520相同的控制机制来控制谐振变换器的开关切换。
[0069]除此之外，基于图6与图7的架构下，只要适当的设计压控振荡器的讯号频率-控制讯号之间的对应关系，电压控制回路与电流控制回路中的比例调节器亦可设置为以相异的调节方向进行调节，本发明不仅限于上述实施例所教示之实施态样。
[0070]换言之，无论电压控制回路与电流控制回路中的比例调节器的类型为何，只要控制器同时包括具有反向频率调节机制的电压控制回路以及具有正向频率调节机制的电流控制回路，皆不脱离本发明所欲保护的范畴。
[0071]图8为本发明一实施例的谐振电源转换装置的控制方法的步骤流程图。本实施例的控制方法适用于控制如图1与图2所示的谐振电源转换装置100与200，且所述控制方法可利用图1至图7的控制器120、220、320、420、520、620以及720来实现。请参照图8，本实施例的谐振电源转换装置的控制方法包括以下步骤:控制谐振变换器(如110、210)的开关切换，以使谐振变换器进行电源转换以供电予负载(如10)(步骤S810);侦测负载的驱动状态(步骤S820);以及依据侦测的结果启用控制器之电压控制回路(如VCL)与电流控制回路(如CCL)其中之一来调整谐振变换器的开关频率(步骤S830)。
[0072]更具体地说，图8的控制方法可进一步的藉由图9的步骤流程来实现。图9为本发明另一实施例的谐振电源转换装置的控制方法的步骤流程图。请参照图9，本实施例的谐振电源转换装置的控制方法包括以下步骤:控制谐振变换器的开关切换，以使谐振变换器进行电源转换以供电予负载(步骤S910);侦测流经负载的负载电流以及施加于负载的负载电压(步骤S