一种电流型双向dc-dc变换器的最佳电流波形控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种最佳电流波形控制方法，特别涉及一种应用于隔离式电流型双向 DC-DC变换器的最佳电流波形控制方法，属于电力电子领域的高频开关电源方向。
【背景技术】
[0002] 对于应用在高压场合的电流型双向DC-DC变换器，低压侧采用具有有源钳位电路 的电流型半桥拓扑，高压侧采用全桥型拓扑。低压侧的具有有源钳位电路的电流型半桥拓 扑能够很好的降低低压侧电流的纹波，提高蓄电池的使用寿命。高压侧采用全桥型拓扑，能 够通过控制其开关逻辑，最大限度减小环流损耗。对于双向DC-DC变换器，低压侧开关设备 过高的电流应力以及变换器的环路电流损耗一直是我们所面临的挑战，极大地限制了变换 器的效率。目前，为了降低环流损耗，常用的控制方法主要有：①移相加脉宽调制控制法； ②不等宽PWM和移相控制法。方法一：IEEETransactiononpowerelectronics【电力 电子期刊】于 2008 年发表了"AZVSBidirectionalDC-DCConverterWithPhase-Shift PlusPWMControlScheme"【一种采用移相加脉宽调制控制的零电压开关的双向直流变换 器】一文，通过采样低压侧钳位电容电压和高压侧输出电压，调节低压侧开关管的占空比， 从而实现变压器原副边电压的匹配，从而降低了变压器漏感电流在功率传递阶段的斜率， 减小了电流应力和环流损耗，从而提高了变换器的功率密度和效率。然而，当低压侧蓄电池 电压较低并且在轻载的场合时，变压器低压侧电压在一个周期内有较长的时间为零，能量 不能从低压侧传递到高压侧。而此时，变压器低压侧电流不为零，此时较大的环流会在低压 侧电路中产生损耗，而不能传递功率，从而造成较低的变换器效率。而且在功率较小的状态 下变压器漏感上会产生较大的峰值电流，从而产生极大的电流应力，对功率器件带来损害。 方法二：IEEETransactiononindustrialelectronics【工业电子期刊】于2012年发表了 "Efficiency-OptimizedHigh-CurrentDualActiveBridgeConverterforAutomotive Applications"【应用于汽车中的大电流有源双桥变换器的功率优化】一文提出了不等宽 PWM和移相控制，但是为了实现一定的功率传递，两侧的PWM脉宽和移相角有无数种组合， 需要采用线性插值来实现。所以一般要建立非常复杂、庞大的数据库，无法实现闭环实时控 制。
[0003] 对于电流源型双向DC-DC变换器，专利（专利【申请号】201410855278. 7,名称：电 流型双向DC-DC变换器不等宽PWM加双移相控制方法，申请人：北京理工大学）已经提出了 一种不等宽PWM加双移相控制方法。但是该方法在同样的工作条件下，并不能充分利用变 压器低压侧电压不为零的阶段进行功率传递，无法充分降低低压侧开关管的电流应力。
【发明内容】
[0004] 本发明的目的是为了克服上述的不足，提出了一种电流型双向DC-DC变换器的最 佳电流波形控制方法，通过同时调节低压侧的占空比和高压侧全桥两个桥臂开关管导通的 逻辑，使得在变压器低压侧电压为零时，变压器漏感电流保持同向变化，完成漏感电流的动 态变化至其最大峰值，从而保证变压器低压侧电压不为零时，在传递同样的功率条件下漏 感电流峰值最小，大大减低了电路和开关管中的环流损耗和通态损耗以及功率器件电流应 力，进而提高了电路的效率和性能。同时虽然升压模式与降压模式副边开关管的开通逻辑 略有区别，但是升压模式与降压模式可以无缝切换，所以可以很容易实现系统的闭环的实 时控制。
[0005] 本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
[0006] -种隔离式电流型双向DC-DC变换器的最佳电流波形控制方法，控制方法基于隔 离式电流型双向DC-DC变换器拓扑，主电路低压侧由具有有源钳位电路的电流型半桥拓扑 构成，高压侧采用全桥拓扑。
[0007] 隔离式电流型双向DC-DC变换器的最佳电流波形控制方法包括两个控制环路，低 压侧脉宽调制（PWM)控制环和移相控制环；具体控制步骤如下：
[0008] 步骤一：通过基准数字载波发生器生成基准载波，初始相位为0 ;同时产生与 基准载波相位差180°，开关频率相同的交错载波Vta2;V移相-31 /2得到载波Vtrt;
[0009] 步骤二：低压侧电压vab和高压侧电压v&之间的移相控制环的调节；
[0010] 低压侧电压vab和高压侧电压v之间的移相控制环通过电压传感器采样高压侧电 压V2的值作为移相控制环的电压反馈，计算电压给定值V#与v2的差值，该差值作为移相 控制环电压数字PI调节器1的输入，电压数字PI调节器1的输出经限幅器限幅后作为移 相控制环电流数字PI调节器2的给定；通过电流传感器采样低压侧电流k的值作为移相 控制环的电流反馈，计算电流数字PI调节器给定值与k的差值作为电流数字PI调节器2 的输入，电流数字PI调节器2的输出经限幅器限幅后作为移相角〇 ;
[0011] ⑴升压模式：
[0012] 当0彡①彡（2D-1) 31时（其中D为低压侧每个桥臂下管占空比），基准载波乂&1 移相（2D-1) 31，通过载波移相控制器后得到载波Vtrt;
[0013] 当〇>(2D-l) 31时，基准载波V移相〇,通过载波移相控制器后得到载波Vtrt;
[0014] 将Vtri与其峰值的一半Vtrtfc6ak)/2经比较器比较后得到信号S2and3，其经反向器反向 后得到开关管信号Sland4;
【主权项】
1. 一种隔离式电流型双向DC-DC变换器的最佳电流波形控制方法，基于隔离式电流型 双向DC-DC变换器拓扑，主电路低压侧由具有有源钳位电路的电流型半桥拓扑构成，高压 侧采用全桥拓扑；包括两个控制环路，低压侧脉宽调制（PWM)控制环和移相控制环；具体控 制步骤如下： 步骤一：通过基准数字载波发生器生成基准载波，初始相位为0 ;同时产生与基准 载波相位差180°，开关频率相同的交错载波Vta2;V移相-JT/2得到载波Vtrt; 步骤二：低压侧电压vab和高压侧电压vm之间的移相控制环的调节； 低压侧电压vab和高压侧电压v^之间的移相控制环通过电压传感器采样高压侧电压v2的值作为移相控制环的电压反馈，计算电压给定值￥#与~的差值，该差值作为移相控制 环电压数字PI调节器1的输入，电压数字PI调节器1的输出经限幅器限幅后作为移相控 制环电流数字PI调节器2的给定；通过电流传感器采样低压侧电流k的值作为移相控制 环的电流反馈，计算电流数字PI调节器给定值与k的差值作为电流数字PI调节器2的输 入，电流数字PI调节器2的输出经限幅器限幅后作为移相角〇 ; (1) 升压模式： 当< (2D-1) 31时（其中D为低压侧每个桥臂下管占空比），基准载波乂^移相 (2D-1) 31，通过载波移相控制器后得到载波Vtri; 当〇>(2D-l)Jr时，基准载波移相通过载波移相控制器后得到载波Vtrt; 将与其峰值的一半Vtrtfc6ak)/2经比较器比较后得到信号S2and3，其经反向器反向后得 到开关管信号Sland4; 载波与
比较得到控制信号S4s，将S4s移相180度得到控制信号 S3s; 将信号S4s与信号sland4经过或门运算得到副边开关管驱动信号s4，将s4反向得到开关 管驱动信号s2; 将信号S3s与信号s2and3经过或门运算得到副边开关管驱动信号s3，将s3反向得到开关 管驱动信号s1; (2) 降压模式： 当-(2D-1)JT彡OKO时，基准载波V移相0,通过载波移相控制器后得到载波Vtri; 当〇〈-(2D-l)Jr时，基准载波Vtal移相〇 + (2D-l)Jr，通过载波移相控制器后得到相位 为 〇 + (2D-l)JT的载波Vtri; 将与其峰值的一半Vtrtfc6ak)/2经比较器比较后得到信号S2and3，其经反向器反向后得 到开关管信号Sland4; 载波与
比较得到控制信号S4s，将S4s移相180度得到控制信号 S3s; 将信号S4s与信号sland4经过或门运算得到副边开关管驱动信号s2，将s2反向得到开关 管驱动信号s4; 将信号S3s与信号S2and3经过或门运算得到副边开关管驱动信号Si，将Si反向得到开关 管驱动信号s3; 步骤三：低压侧PWM控制环的调节； 通过电压传感器采样低压侧钳位电容上的电压即变压器低压侧电压vab的正向最 大值），与经过DSP计算出来的电压给定VMf/n(这里n=N2:Ni)进行求差后作为PWM控制 环的数字PI调节器3的输入，将PWM控制环数字PI调节器3的输出经限幅器限幅后作为 载波UPV的比较值Vm，其中与比较产生的控制信号作为开关管Q2的PWM驱动信 号，反向后作为开关管Q2a的PWM驱动信号；与比较产生的控制信号作为开关管Qj^PWM 驱动信号，反向后作为开关管Qla的PWM驱动信号。
2. 根据权利要求1所述的一种隔离式电流型双向DC-DC变换器的最佳电流波形控制方 法，其特征在于：所述开关管为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。
3. 根据权利要求1所述的一种隔离式电流型双向DC-DC变换器的最佳电流波形控制方 法，其特征在于：所述步骤二、步骤三没有先后顺序。
【专利摘要】本发明涉及一种电流型双向DC-DC变换器的最佳电流波形控制方法，属于电力电子领域高频开关电源方向。本发明方法通过同时调节低压侧的占空比和高压侧全桥两个桥臂开关管导通的逻辑，使得在变压器低压侧电压为零时，变压器漏感电流保持同向变化，完成漏感电流的动态变化至其最大峰值，从而保证变压器低压侧电压不为零时，在传递同样的功率条件下，漏感电流的峰值最小，大大减低了电路和开关管中的环流损耗和通态损耗以及功率器件电流应力，进而提高了电路的效率和性能。与此同时，虽然升压模式与降压模式时副边开关管的开通逻辑略有区别，但是升压模式与降压模式可以无缝切换，所以可以很容易实现系统的闭环的实时控制。
【IPC分类】H02M3-335
【公开号】CN104578802
【申请号】CN201510027091
【发明人】沙德尚, 许国, 刘弘耀, 李斌
【申请人】北京理工大学
【公开日】2015年4月29日
【申请日】2015年1月20日