控制具有同步整流开关的smpc的方法、smpc及其控制器的制造方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及在次级侧电路中具有同步整流开关的开关模式功率转换器、及其控制器以及控制这种开关模式功率转换器的方法。
【背景技术】
[0002]反激转换器(flyback converter)是具有变压器或其它电感元件的开关模式转换器的典型示例。在反激转换器的情况中，初级侧电路包括通常可以是功率MOSFET的开关，开关式地将输入功率连接到变压器的初级绕组。当开关接通时(即，在初级冲击(stroke)期间)，电流流经初级绕组；相反地，当开关关断时(即，在次级冲击期间)，电流转换到变压器的次级绕组并且流入次级侧电路，这通常是为了对电容器进行充电以及向负载供电。在电路中通常包括电容器，以便在初级冲击期间使得转换器可以通过对电容器进行部分地放电来继续向负载供电。为了正确地操作，特别是为了防止在次级冲击期间回流通过次级绕组的电流对电容器进行放电，次级侧电路通常需要将二极管或其它整流组件与电容器串联放置。
[0003]图1中示意性地示出了开关模式功率转换器(SMPC)，具有初级侧11和次级侧12。本例中，SMPC是反激转换器10。初级侧11由输入电压Vin供电，并且包括与电感器串联连接的开关13，所述电感器形成变压器14的初级侧绕组。变压器14具有次级侧绕组，在该次级侧绕组两端连有输出电容器17。输出电压Vout是由开关模式功率转换器提供的，并且可以驱动负载18。整流器16与电容器17串联连接，所述整流器16通常是二极管(但是如下文所述，可以是所示的开关)。
[0004]虽然二极管一般是方便且廉价的，并因而在许多转换器中适于用作整流组件16，但是当处于正向导通状态时，在二极管两端会存在电压降。通过这一正向电压降耗散的功率以热量的形式损失，并且这会降低转换器的效率。近期，通过使用有源组件(具体地，开关)替代二极管来提供同步整流越来越常见。通过使用有源的受控开关(通常实现为M0SFET)替代二极管，与二极管中的正向电压(Vf)压降相关联的损耗可以被晶体管的接通电阻Rdson所导致的低得多的损耗替代，带来效率的显著改善。
[0005]应认识到，同步整流器的关断定时很重要:如果没有及时关断，则输出电容器将开始放电；相反地，如果过早地关断，则传递到变压器的能量的一部分不能被次级侧电路适当地接收。
[0006]反激转换器以及其它转换器可以在不同的操作模式(包括不连续模式(DCM)、边界导通模式(BCM)和连续导通模式(CCM))下进行操作。在DCM中，由初级或磁化电流导致的次级电流落至零，并且在下一初级冲击开始之前存在间隙。一旦次级电流落至零，则应该关断同步整流器。在已经关断了同步整流器(或在无源整流的情况中，次级侧二极管停止导通)之后，变压器绕组两端的电压以由绕组处的寄生电容与变压器的磁化电感之和确定的频率开始进行环复(ring)。
[0007]对于涉及与功率MOSFET开关的每个操作相关联的损耗相比于与RMS电流相关联的系统中的连续欧姆损耗的相对显著性的原因，当在连续导通模式(CCM)中进行操作时，较高的功率转换器趋于相对更有效率。
[0008]确保对于临时过功率情况的容忍度进行设计也有利于CCM操作:可以要求系统能够适应例如若干分钟内其设计额定功率的130%过功率。在这种间隔期间，效率不那么重要，而转换器的功率密度则是很重要的另一要求。在过功率情况中能够在BCM中使用反激，但由于峰值电流较大，所以不允许变压器进入饱和状态(即使只是短期)。由于磁场与电流成比例，所以较大的峰值电流将引起较大的磁场并且这反过来要求变压器具有较大的物理尺寸，这与高功率密度的要求不一致。CCM在相同的平均电流下允许较低的峰值电流，而平均电流则确定被转换的功率。这意味着CCM可以带来不仅满足效率要求而且还满足功率密度要求的解决方案。
[0009]然而，在CCM中，根据定义，在次级冲击结束时仍有电流流动，结果在次级冲击结束时会出现次级电流的急剧倾斜。这一现象发生的原因是，变压器两端的电压从初级侧的次级电压Vout (看到的是N xVout，其中N:1是变压器的初级:次级匝数比)快速改变到Vin(其中Vin是转换器的供应电压)。由于此时次级二极管或同步整流开关(SR开关)仍然导通，所以不能立即将其关断。这将导致急剧的电流改变，其由在两端具有电压N XVout+Vin的变压器的漏电感确定。根据二极管或SR开关的反向恢复时间，会产生较大的负电流。这种负电流将导致电磁干扰(EMI)和效率降低，原因是:(a)在漏电感中形成了随后将消散的能量；以及(b)在反向恢复间隔的一部分期间，恢复二极管两端的电压与大电流组合。结果，由于附加的反向恢复损耗，导致不能实现期望的效率增益。
[0010]尽管可能不能完全消除这种损耗，但SR开关的准确关断定时对于将损耗尝试保持为最小来讲也是很重要的。
[0011]由于不同的晶体管具有不同的转换速率，所以确定关断SR开关的理想时刻并不是没有价值的。在控制降压(buck)转换器时也会出现类似的问题，其中要求准确地控制高侧和低侧开关的定时。美国专利US7，446，513中公开了对该问题的已知解决方案，其中对第一开关两端的电压进行测量并且使第二开关的定时适应以获得最优的静寂时间。在其它已知方案中，将定时脉冲从初级侧传送到次级侧，并且该信息用来在次级冲击结束之前断开SR开关。
[0012]图2示出了图1中所示的SMPC 10的示意图，但包括控制电路15，该控制电路15既控制初级侧开关13又使用来自初级侧开关的定时信息来控制SR开关16。然而，已知的是，对于典型的开关模式功率转换器而言，需要±25ns的实际精度，以使得能够实现该方案。这样的精度可能是不可用的，或者只有在使用复杂并因此昂贵的电路时才可用，从而需要一种备选的方案。
【发明内容】
[0013]根据本发明的一个方面，提供了一种开关模式功率转换器的控制器，非限制地可以是反激转换器，开关模式功率转换器包括限定了初级侧电路和次级侧电路的变压器，初级侧电路包括初级开关，次级侧电路包括同步整流开关，控制器包括:基线偏移电路，被配置为提供关断同步整流开关和接通初级开关之间的基线定时偏移；峰值电流检测器，被配置为检测次级侧电路中的峰值负电流；以及反馈电路，被配置为将偏移适应(adaptat1n)与基线定时偏移相加，以提供适应的定时偏移。反馈电路被配置为调整偏移适应，以趋于最小化峰值负电流。换言之，反馈电路被配置为响应于检测到的峰值负电流来调整偏移适应。
[0014]从而，根据这一方面，关断同步整流开关的定时并不仅取决于从电路的初级侧传送到次级侧的定时信息的精度。作为对比，反馈电路被配置为调整偏移适应，以趋于最小化峰值负电流，并从而提供对接通同步整流开关的定时的控制。本领域技术人员将理解的是，操作条件的改变可导致负峰值电流的最小值的扰动，这将导致控制电路操作为将负电流带回最小值。即，所述调整趋于最小化负峰值电流。
[0015]在实施例中，控制器还包括通信电路，用于将基线定时偏移从初级侧传送到次级侦U。这种通信可以借助光耦合器(公知的)，或可借助通过变压器的传送，在这种情况中，具体来讲，信号可以在电流或电压域中，并且可以包括一个或多个相应的电流或电压尖峰。
[0016]在实施例中，通信电路包括:发射器，被配置为向变压器的初级侧绕组上提供电流脉冲；以及接收器，被配置为检测在变压器的次级侧绕组上得到的电流脉冲。
[0017]在实施例中，控制器被配置为在连续导电模式中操作开关模式功率转换器。
[0018]在实施例中，峰值电流检测器包括:积分器，被配置为在预定间隔上对次级侧电路中的负电流进行积分；以及采样和保持电路，被配置为存储经过积分的负电流。通过对所述负电流进行积分以及使用采样和保持电路，不必精确地限定峰值负电流出现的时刻，由此放宽对控制器的设计标准。
[0019]在实施例中，峰值电流检测器包括适于感测与次级侧电路的接地触点中的寄生电感两端的电压的传感器。所述传感器可以适于感测寄生电感两端的电压，例如通过在接地触点附近并与接地触点具有互感的电路中直接或间接地测量所述电感两端的电压。
[0020]在实施例中，反馈电路包括调整单元。该调整单元可以被配置为调整偏移适应，以通过最小化负峰值电流相对于偏移适应的响应曲线的正斜率来最小化负峰值电流。在实施例中，所述调整单元可以包括数字信号处理器。在其