移。图9显示前端滤波器16的方块示意图，其中该直流偏移移除是利用前置检测器18W 及使用图12所示的直流偏移移除区块24的解调区块20的一部分来实现。
[0088] 后续的脉波整型滤波器是设计W移除该直流偏移W及衰减通过该双相信号的第 一主瓣（mainlobe)的信号。图13显示在使用该脉波整型滤波器时改善效能的一范例，图 13亦显示由于在频内该信号的失真所造成的噪音底（noisefloor),而图14显示该脉波整 型滤波器的脉冲响应。
[0089] 前置检测器18 (或同步）区块包含：（1)具有直流偏移的相关器；（2)峰值检测 器；W及（3)时序估计，其中该相关器可利用一滑动相关器或加强Golay相关器巧nhanced GolayCorrelator,EGC)。
[0090] 图15显示操作在输入数据序列上的前置相关器的方块示意图，在每一取样该相 关器输出一结果并将其载入一循环缓冲器46或一噪音估计循环缓冲器48,图16显示缓冲 器46及噪音估计循环缓冲器48在一线性结构的示意图，需注意的是，该噪音估计为一动平 均（movingaverage)滤波器其应设定至少有相关器序列的长度m，使用二阶可简化该编码 实现且排除一除法运算的使用，并且应该在用来检测初始峰值的子视窗之前取出该用于噪 音估计的样本[咕...喊_1]，图17显示一可用W执行峰值检测的实现流程图。
[0091] 为了使来源端（接收器）决定该负载（发射器）是否传送一信息，该来源端需要 一初始前置W完成下列步骤：（1)判断将有一信息自该负载传送至该来源端；（2)藉由设定 哪一样本将输入该脉波整型滤波器来同步该负载及该来源端之间的符号时序；W及（3)等 效器系数及通道的色散性（dispersiveness)的计算。
[0092] 该负载系统的频率锁定在来源震荡器的6. 78MHz，因此该前置同步序列仅为该来 源端W决定该符号时序。
[0093] 图6显示一前置/信息序列的一范例，每一信息36应伴随一前置序列34,其中前 置序列34应具有下列特征：（1)较短的长度；W及（2)良好的自我相关特征。
[0094] 下列编码提出作为实施例：（1)Barker序列；（2)互补化damard序列，长度32;(3) M-序列，长度32 ; (4)互补Golay序列，长度16,需注意的是本发明亦可使用其他编码。
[0095] 互补Golay序列具有良好特性且亦为实现使用EGC或此方法一变化的该相关器的 选项，该EGC及该变化为一循环相关器的一有效实现且可有效支援直流偏移估计及移除， 该同步可利用一滑动视窗时间相关器或执行每一样本的一循环相关器来实现。
[0096] 能否在低于稳当信息解码时预期的SNR值下，检测到该前置是一重要因素，在一 调变深度为0. 1的当前需求中，所面临的最低SNR值接近0地，因此该前置检测及同步被期 待可W在<0地的SNR值完成。
[0097] 对一具有良好自动相关特征的信号双相编码将使自动相关特征变得较差，图18 显示有无使用双相编码时13位Barker序列的特征，如图18所示，未使用双相编码的该前 置序列较为合适，图19显示该13位Barker码W及其反向（inverted)版本，其具有每半个 位中连续' 1'的数量小于等于3的要求而反向的Barker码可在未经双相编码的情况下直 接使用，需注意的是，此代表该Barker码将操作在4KHZ，其为该信息的位率（2KHZ)的两倍， 图20显示前置检测Barker码的表现。
[009引所显示的Barker码的表现符合AWGN的需求，并审查数个M序列及长度32的互补Hadamard序列的自动相关特性而可发现Hadamard序列具有良好自动相关特性，Hadamard 序列的自动相关如图21所示，虽然化damard自动相关的峰值至旁瓣的比例少于Barker 码，但化damard序列的额外长度允许更多的平均化。
[0099] 图22显示化damard序列的表现，其中化damard序列的表现符合前置检测的需 求。
[0100] Golay互补序列拥有良好自动相关特征，图23显不一2*8Golay互补序列，而图24 显示Golay互补序列的自动相关。
[0101] 图25A显示Golay互补序列W及经过具有直流偏移移除的脉冲整型滤波后的一任 意双相信号，由图25B可发现，部分该前置所需信号被具有直流偏移移除的脉冲整型滤波 器所移除，而同步程序稳固但当该信号的调变深度较低时此直流偏移移除方法就不可行。 图26显示实验室所捕捉的两个前置信号，其中该两个信号皆变形其降低了检测的可能性， 据此，决定使用动平均直流偏移移除。
[0102] 为了减少该前置检测器所需求的处理量，相关器40利用建立在相关器区块40 中，具有噪音估计与直流偏移估计及移除的一最佳化Golay相关器ODptimized Golay Correlator, OGC)来实现，如图27所示，该相关器区块具有如下关系：
[0103] a' 〇比]=a比]Eq. 11
[0104] b'。比]=b比]Eq. 12
[010引a'n比]=a'n-i比-DN-n-i]+b' n-i比-Dn-d-i]Eq. 13
[010引a'n[k]=WN_n-i(a' n-1比-DN-n-i]-b' n-1比-Dw-n-i])Eq. 14
[0107]a'N[k]+b'N[k]Eq. 15
[010引Y[k] =a'N[k]+b'N[k]Eq. 16
[0109]
[0110] 其中N= 3,n= 0, 1, 2,k= 0, . . . , 7,L= 7,a比]与b比]为所接收f曰号，ai比] 与b'i比]为局部结果，Y比]为输入信号及Golay序列之间的相关性，Y[7]为相关器输出， MS噪音为目前相关器输出的噪音的均方。
[0111] 该直流偏移可使用下列公式计算：
[0112]
[0113] 其中N为该前置序列中的样本数。
[0114] 在检测到一峰值后，需要决定时序校准使其能回馈至该脉波整型滤波器W调整输 入样本W给予最佳时序校准，所接收信号的时序校准可在用W前置检测的下取样相关数据 上利用一内插滤波器来获得，由于内插法的缘故，该数据必须W零填充，在相关峰值（zn) 附近仅需要五个相关数值。
[01巧]Zm= (Z。-2, 0, 0, 0, Zn-i，0, 0, 0, Z。，0, 0, 0, Zw，0, 0, 0, Zn+2, 0, 0, 0).
[0116] 该内插的输出及该数据为：
[0117] B化）=b〇+bi+. . . +bk，where k = m+n-1
[0118] 在该内插数据组中，在前一操作所检测的该峰值的位置为big,并可在样本big加减 3个样本附近捜寻来决定是否有更大的值。
[0119] 为了简化内插程序，可预先装载该内插滤波器的分接延迟线且仅需要该内插滤波 器的走个操作，而另一更有效率的实现是避免一滤波器架构而使用走个专属操作，表2显 示简化后的内插滤波而表3显示内插滤波的专属子操作。
[0120]表 2
[0121]
[0124] 在同步之后，该接收器藉由提供（选择性）等效、调变解码、该信息的通道解码W及循环冗余校验确认功能来执行解调。
[0125] 在考量到该接收器的解调应用中的项目之一为均值器，实验决定为了具有时间扩 散的通道而言，使用均值器为有利的且其可被同部模块所标示。
[0126] 具有错误校正的双相法实现了软位的使用、双相编码及最大可能（maximum likelihood(ML))校正的特征，从图28可观察到一双相编码信号在每一位的起始处必须改 变正负号（sign)，若所接收的信号在每一位起始处没有改变正负号则前一位的结束已及目 前位的起始的大小比较可用来决定哪一位-结束或起始-正负号被改变，图29显示最大可 能双相解调真值表而图30显示最大可能双相解调的虚拟码。
[0127] 图31显示具有错误校正的双相解码的步骤，而图32显示具有错误校正的双相解 码的一范例。
[012引本发明利用具有下列特征的一系统架构产生邸R结果：（1)双相调变；（2)接收器 端的脉波整型滤波器；W及（3)通道编码BCH。
[0129]W下描述利用（15,7)双错误校正BCH码的解码器实现，在接收一可能变形的字码 ￡后，藉由一模2矩阵乘法8