用于高功率因数回扫转换器的方法和装置的制造方法

用于高功率因数回扫转换器的方法和装置的制造方法
【专利摘要】本发明的各个实施例涉及用于高功率因数回扫转换器的方法和装置。本发明涉及一种开关功率转换器，该开关功率转换器具有由控制器进行控制的功率晶体管。该控制器包括乘法器，该乘法器产生电压参考信号。减法电路从指示流过功率晶体管的电流的感测信号中，减去基于电压参考信号的电容器信号。比较器将电压参考信号与减法电路的输出进行比较，并且驱动电路基于该比较来驱动功率晶体管，从而实现该转换器的高功率因数和低总谐波失真。
【专利说明】
用于高功率因数回扫转换器的方法和装置
技术领域
[0001] 本发明涉及转换器，并且更具体地涉及准谐振高功率因数AC/DC转换器的控制装 置。
【背景技术】
[0002] 高功率因数（Hi-PF)准谐振（QR)回扫转换器，是在许多成本敏感应用（例如，固 态照明（SSL))中的常见选择。功率转换器通常由交流电力线供电，并且许多应用还应同时 满足IEC60950电气安全规范以及IEC61000-3-2谐波电流发射限值规范。实际上，它们能 够产生与电力线相隔离的总线电压，以满足IEC60950,并且使用单一转换级来汲取具有低 谐波含量的电流，以满足IEC61000-3-2。
[0003] 市场上有大量执行QR操作（例如，转换模式、边界模式或者临界模式）的功率因 数控制（PFC)控制芯片。尽管主要被构想为使用升压拓扑结构来控制PFC转换器，但是它 们也可以成功地用于控制Hi-PF QR回扫转换器。
[0004] Hi-PF回扫转换器由交流电力线供电，并且在输入桥式整流器之后没有储能电容 器，因此，其输入电压基本上是经整流的正弦波（V in(0) =VPK|sin0 |)并且从电力线汲取 的电流是正弦波形的。
[0005] 在功率开关（通常，是M0SFET)的导通与变压器去磁的时刻（在次级电流已经成 为零时）同步（通常，在适当的延迟之后）时，回扫转换器（无论是否是Hi-PF)被称作是 QR操作的。这样使得导通能够在跟随在去磁之后的漏极电压振荡的谷部上发生，从而使得 导通损耗减少。出于此原因，该操作通常称为"谷部切换"。最常见地，使用峰值电流模式控 制，从而，由电流感测信号达到由用于调节输出电压或电流的控制环路所程式化的值，来判 定功率开关的关断。
[0006] 图1示出了根据现有技术的Hi-PF QR回扫转换器20。在初级侧上，回扫转换器20 包括桥式整流器22,在其输入24处具有交流电力线。用作高频平滑滤波器的电容器C in，跨 接在桥式整流器22的输出电子上，其中负极端子连接到接地、并且正极端子连接到变压器 26的初级绕组L p。变压器26还具有辅助绕组Laux和次级绕组L s。功率开关Μ的漏极端子 接到初级绕组Lp，并且其源极端子通过电阻器Rs连接到接地。电阻器Rs使得能够对流经 功率开关Μ的电流进行读值，该读值指示了在Μ "导通"时流经Lp的电流。转换器的初级侧 还包括：电阻分压器，该电阻分压器由与电容器Cin并联的电阻器R 3和R b构成；以及箝位电 路27,该箝位电路用于将由于初级绕组Lp的漏磁电感而产生的漏极电压上的尖峰箝位。
[0007] 在变压器26的次级侧上，次级绕组匕的一端连接到次级接地，另一端连接到二极 管D的阳极。二极管D的阴极连接到电容器(：_的正极板，该电容器的负极板连接到次级 接地。
[0008] 该回扫转换器20在其跨(；ut的输出端子处产生直流电压V _，该直流电压将供给 负载。对于SSL应用而言，负载将为高亮度LED串。
[0009] 该转换器是闭环控制的隔离转换器，其中，将需要调节的量（输出电压或者输 出电流1_)与参考值进行比较，并且将根据被调节的量与参考值之间的差值而生成误差信 号。该误差信号通常通过使用光耦合器而被传输到初级侧，该光耦合器在图1中未示出。在 初级侧上，该误差信号用电流IFB表示，该电流从控制器29中的专用管脚FB灌入，从而在管 脚FB上产生控制电压V。。控制器29部分基于控制电压V。驱动功率开关M。如果整体控制 环路的开环带宽（其由位于隔离的反馈块28内部的频率补偿网络决定）足够窄（通常，低 于20Hz)，并且假定处于稳态操作下，则控制电压V。可以视作直流电平。
[0010] 控制电压V。被内部馈送入乘法器块30的一个输入。乘法器30也接收跨C ιη感测 的经瞬时整流的线路电压的一部分，该部分的电压在电阻分压器Ra-Rb处进行分压。分压 器比率RV(Ra+Rb)将用K p表示。
[0011] 乘法器块30的输出是经整流的正弦波乘以直流电平的乘积，因而仍然是经整流 的正弦波，该正弦波的幅度取决于：均方根线路电压、以及控制电压V。的幅度。乘法器30输 出信号将是峰值初级电流的电压参考信号V% REF( Θ )。
[0012] 乘法器30的输出信号被馈送到比较器32的反相输入，该比较器在其非反相输 入处接收感测信号V es(t，Θ)，该感测信号是跨感测电阻器RS进行感测的。该感测信号 Vcs(t，Θ)与在功率开关Μ"导通"时流经初级绕组L，功率开关Μ的瞬时电流Ip(t，Θ)成 比例。假定功率开关Μ初始地"导通"，则流经初级绕组L p的电流将斜升，因此跨电阻器Rs 的电压也将斜升。SR触发器34具有输出Q，该输出Q耦合到驱动功率开关Μ的驱动器35。 当Vcs(t，Θ)等于V CS，REF(0)时，比较器32重置SR触发器34,并且功率开关Μ关断。因此， 来自乘法器30的参考电压信号V% REF( Θ )(其呈经整流的正弦波形状）决定了初级电流的 峰值，该峰值将由经整流的正弦波而包络地形成。
[0013] 在功率开关Μ已经被关断之后，储存在初级绕组Lp中的能量通过磁耦合传输到次 级绕组L s，然后转出到输出电容器(：_和负载中，直到次级绕组L 3完全去磁。此时，二极管 D断开，并且在LJP D导电时固定在V ιη ( Θ ) +VR下的漏极二极管成为浮置的。该漏极二极管 的电压趋向于，通过由于其寄生电容与Lp-起地开始谐振而造成的阻尼振荡，最终达到瞬 时线路电压V in( Θ )。但是，跟随着变压器26去磁的快速漏极电压下降，通过辅助绕组Laux 和电阻器Rza)耦合到控制器的管脚ZCD。每当零交叉检测器（ZCD)36检测到下降到阈值以 下的下降沿时，该零交点检测器就会放出脉冲，并且该脉冲会设定SR触发器34、并且驱动 功率开关Μ导通，从而开始新的切换循环。
[0014] Ζ⑶36与SR触发器34的设定输入之间的0R门38,使得启动器块40的输出能够 初始化切换循环。启动器块40在接通电源时、在输入管脚ZCD上不存在任何可用信号时， 产生信号，并且避免转换器20在输入管脚Z⑶上的信号出于任何原因丢失的情况下，出现 卡塞。
[0015] 假定θ e (〇, π)，根据所考虑的控制方案，初级电流的峰值包络如下式：
[0016] Ipkp( 9 ) = Ιρ (Τ〇Ν, θ ) = Ιρκρ sin θ (1)
[0017] 值得注意的是：该方案会导致功率开关Μ的导通时间TJ·亘定：
[0018]
[0019] 为简单起见，功率开关的关断时间Τ_( Θ )将视作与电流在次级侧上循环的时间 TFW(0) -致。换言之，在其期间跨初级开关的电压进行振荡直到达到振荡谷部的时间区间 TR，将被忽略。只要τκ〈〈τ_( Θ)，这就是可接受的。
[0020] 因此，切换时间Τ( Θ )如下式：
[0021] Τ(θ) = TON+TFW(0) (3)
[0022] 考虑到跨初级电感器的伏秒平衡，可以写成：
[0023]
[0024] 其中，VR是反射电压，即，输出电压以初级到次级匝数比n = Np/Ns，该电压 在时间区间TFW( Θ )中在跨变压器26的初级绕组Lp处被观测到：
[0025] VR= n(Vout+VF) (5)
[0026] 其中，次级整流器上的正向电压降。因此，Τ( θ )可以改写成：
[0027] Τ( Θ ) = T0N(1+KV sin Θ ) (6)
[0028] 其中，Kv=VPK/VR。
[0029] 该转换器的输入电流Ιιη( θ )可通过求切换循环内的初级电流Ip(t，θ )的平均值 来得出。初级电流Ip(t，Θ)是图2右侧图示中的一系列较深灰色的三角，从而，考虑到方 程式（1)，可得出：
[0030]
[0031] 方程式（7)表明，输入电流不是纯粹的正弦波。图3A中针对不同的心值示出的 函数sin ΘΛ1+Κν sin Θ)是在两倍线路频率下的周期偶函数。相反地，从市电汲取的电力 将是其在线路频率下的"奇对应"，如图3B所示。
[0032] 只有在Kv= 0时，该电流才是正弦波。当K 0时，尽管能够维持类似正弦波的 形状，但是输入电流是失真的，Kv越大，失真越大。由于Kv不可能为零（这需要反射电压趋 向于无限大），因此显然可得出结论：与升压拓扑结构不同，该QR控制方案在回扫转换器中 既不允许的输入电流的总谐波失真（THD)为零、也不允许功率因数为一，即便是在理想情 况下也是如此。
[0033] 图4示出了输入电流的THD和功率因数随Κ/变化的曲线图。
[0034] 尽管失真显著，尤其是在高压线路（high line)(即，高Κν)下，但是各个谐波仍然 在依据IEC61000-3-2谐波电流发射限值规范（或者，其日本相应规范JEIDA-MITI)所提出 的限值内。图5中示出了对实际应用进行谐波测量的示例。因此，Hi-PFQR回扫转换器当 前被广泛使用，尤其是在固态照明（SSL)应用中，在该应用中相关规范要求与电力线的安 全隔离。这些应用包括用于住宅和专业照明的从几瓦到几十瓦的LED驱动器。
[0035] 仍然就SSL市场而言，这种固有失真是一个主要问题。事实上，如图4中的曲线图 所示，难以满足THD〈10% (乃至更低）的目标，该目标正在成为在一些地区的市场要求。即 便是在高压线路下也应使用低的值的心，这意味着高的反射电压V R。由于回扫转换器中的 功率M0SFET必须针对远大于VPK_+VR的击穿电压来设定额定值，因此原则上，高V R需要高 电压额定值M0SFET，其更昂贵并且寄生损耗较高。在实践中，为了满足该目标，％可能如此 之高，以至于具有足够电压额定值的M0SFET可能是难以使用的，因为消耗或者导致过多功 率损耗、或者甚至无法提供。
[0036] 根据文献中的报道，采用固定切换频率以非连续导通模式（DCM)操作的Hi-PF回 扫转换器，不具有输入电流的固有失真。具体来说，可以证明的是：在以该方式操作的情况 下，输入电流的形状追随输入电压的形状，被设置有量D 2T，其中，D是功率开关的占空比，而 T是切换周期，在稳态条件下沿每个线路半循环是恒定的。采用固定的切换时间T，维持占 空比D沿线路半循环恒定，满足控制目标。
[0037] 按照定义，这样可提供为一的功率因数，并且通过采用正弦波输入电压，提供正弦 波输入电流。该方法用于商业产品中。
[0038] 但是，以在固定频率（FF)下的DCM操作时，将丧失使用QR操作的一些优势。
[0039] 首先，QR操作导致更低地传导的电磁干扰（EMI)发射。由于正弦输入电压，切换 频率在线路频率4的两倍下进行调制。这样致使该频谱在频带之上散布，而不是集中在单 一频率值上。尤其是在使用平均值检测方法测量传导的发射时，电平下降幅度可以是若干 dB μ V。因此，可以减小EMI滤波器的大小和成本。
[0040] 其次，QR操作可实现在短路条件下的更安全的操作。功率开关（M0SFET)的导通 循环仅在变压器完全去磁时开始，因此不可能出现通量超出（flux runaway)，并且因此而 不可能出现变压器饱和。此外，在短路期间，去磁电压非常低，因此变压器去磁所需的时间 非常长，并且转换器在小占空比的低频率下工作。因此，转换器能够运载的功率非常低。
[0041] 最后，QR操作导致较高的效率。通过采用QR操作，转换器非常接近DCM-CCM(非 连续导通模式-连续导通模式）边界地工作。初级电流和次级电流两者的形态因数（即， 均方根与直流值的比率）都通常小于FF操作下的形态因数，在该FF操作下，转换器可以深 深地在DCM下工作。因此，对于给定的吞吐量，采用QR的功率导通损耗较低。此外，QR允 许谷部切换或者甚至真正的软切换（零电压切换（ZVS)，当V PK〈VJt)，这样可将功率开关 (M0SFET)中的导通损耗降至最小。

【发明内容】

[0042] 本发明的一个实施例涉及一种功率转换器，该功率转换器具有用于控制功率晶体 管的控制器。该控制器具有驱动电路，该驱动电路接收电压参考信号和减法信号，并且基于 该电压参考信号和减法信号输出用于驱动功率晶体管的信号。乘法器基于来自功率电路的 反馈信号接收第一信号，并且基于该功率电路的输入电压接收第二信号，该乘法器输出电 压参考信号。减法电路基于参考电压信号以及指示流经功率开关的电流的感测信号来提供 减法信号。该减法电路包括：电流发生器，该电流发生器耦合到乘法器，并且被配置成基于 电压参考信号产生电容器信号；以及减法器，该减法器被配置成从感测信号减去电容器信 号，并且产生减法信号。
[0043] 根据另一个实施例，该减法电路还包括：第一开关，该第一开关被配置成在功率开 关导通时，将电流发生器耦合到电压供给端子；第二开关，该第二开关被配置成在功率开关 关断时，将电流发生器耦合到减法器；以及第三开关，该第三开关被配置成在功率开关导 通时，将减法器耦合到电压供给端子。根据另一个实施例，该减法电路还包括电容器，该电 容器耦合在减法器与电压供给端子之间，其中第二开关被配置成将电流发生器连接到电容 器。根据另一个实施例，该减法电路包括电阻器，该电阻器耦合在减法器与第三开关之间， 其中该电阻器在第三开关闭合时对电容器进行放电。
[0044] 根据一个实施例，该驱动电路包括比较器，该比较器具有耦合到乘法器的第一输 入以及耦合到减法器的第二输入，该比较器被配置成将电压参考信号与减法信号进行比 较。根据另一个实施例，该驱动电路在减法信号等于电压参考信号时关断功率晶体管。根据 另一个实施例，该驱动电路包括：触发器，该触发器具有耦合到比较器的输出的重置输入、 以及输出；以及驱动器，该驱动器具有耦合到触发器的输出的输入，以及被配置成控制功率 开关的输出。
【附图说明】
[0045] 图1示出了根据现有技术的高功率因数准谐振回扫转换器，以及相关的控制1C。
[0046] 图2示出了处于正常操作状态的图1中的转换器的波形，左手侧是切换周期时间 标度上的波形，而右手侧是线路循环时间标度上的波形。
[0047] 图3A示出了对于不同Kv值，函数| sin Θ | Λ?+Κν | sin Θ |)在时间区间 Θ e (〇,2jt)内的曲线图，从而示出了图1中的电路的平均初级电流的形状。
[0048] 图3B示出了对于不同Kv值，函数sin0Al+Kv|sin0 |)在时间区间Θ e (〇,2π) 内的曲线图，从而示出了图1中的电路的输入电流的形状。
[0049] 图4示出了对于不同Kv值，使用图1中的电路所得的功率因数和输入电流的总谐 波失真的曲线图。
[0050] 图5示出了图1中的高功率因数准谐振回扫转换器中的典型谐波测试结果。
[0051] 图6示出了线路循环升压转换器和时间标度上的电流波形。
[0052] 图7示出了具有根据本发明的一个实施例的控制器的高功率因数准谐振回扫转 换器。
[0053] 图8示出了在正常操作期间的图7中的转换器的波形；左手侧是处于切换周期时 间标度上的波形，而右手侧是处于线路循环时间标度上的波形。
[0054] 图9示出了在Vin = llOVac并且全负载的情况下，图7中的电路的仿真结果。
[0055] 图10示出了在Vin = 230Vac并且全负载的情况下，图7中的电路的仿真结果。
[0056] 图11示出了对于THD (左）和PF (右），图1中的现有技术转换器与图7中的转换 器之间的仿真结果比较。
【具体实施方式】
[0057] 本发明提供了 一种控制方法，该控制方法使得具有峰值电流模式控制的高功率因 数（Hi-PF)准谐振（QR)回扫转换器能够从输入源汲取正弦电流，这意味着输入电流不存在 谐波失真，从而类似于以相同方式操作的升压转换器地工作。
[0058] 本发明的一个概念来源于对图2右手侧所示波形的观察，以及将这些波形与升压 转换器的波形（例如，图6中所示的波形）进行的比较。在升压转换器中，输入电流是电感 器电流的平均值，该电感器电流在功率开关的导通时间和功率开关的关闭时间这两个期间 都流动。因此，由于是一系列的相连三角形，所以平均值是峰值的一半。此外，鉴于峰值的 包络是正弦波，因此输入电流将是正弦波。
[0059] 相反，在图1中的现有技术回扫转换器20中，输入电流是初级电流的平均值，该初 级电流仅在功率开关的导通时间期间流动，从而是被与功率开关的关断时间相对应的空白 隔开的一系列三角形，如图2中所示。这种"斩波"导致初级电流的平均值小于峰值的一半， 并且导致该初级电流的平均值取决于三角形的传号-空号比。因此，与正弦波的包络不同， 输入电流不再与峰值包络成比例，输入电流将不是正弦波形。
[0060] 为了定量表示，需要对于
重新检验方程式（7):
[0061]
[0062] 由于表示初级电流的峰值包络的项Ipkp( Θ )是正弦波形的，因此失真来源于项 ?^/?^ Θ )(由于初级电流被斩波而引起），该项TQN/T( Θ )是不恒定的（TJ亘定，但是Τ( Θ ) 不恒定）。
[0063] 发明人发现，如果决定Ipkp(0)的电流感测信号Ves(0)使用还与T(0)/TJ^& 例的项恰当地失真，则这将消除由于平均而引入的项WW Θ )，从而得到正弦波形的平均 初级电流，即，得到正弦波的输入电流。因此，该控制目标可以用下式表示：
[0064]
[0065] 其中，1^被表示为瞬时线路相位Θ的函数。实际上，对于与现有技术不同的方法， 该??不一定是恒定的。
[0066] 图7示出了 hi-PF QR回扫转换器100,从而示出了满足该控制目标的新颖方法的 一个实施例。转换器1〇〇具有初级侧桥式整流器102,该初级侧桥式整流器在其输入104处 从交流电力线接收交流电压V a。，并且产生经整流的电压Vin ( Θ )。桥式整流器102耦合到电 容器Cin，该电容器用于经整流的电压νιη(θ)的高频平滑滤波器。变压器106的初级绕组 Lp具有耦合到电容器C ιη的一端，并且包括辅助绕组L aux。初级绕组Lp的另一端耦合到功率 开关Μ的漏极。功率开关Μ具有通过感测电阻器Rs耦合到接地端的源极端子。感测电阻 器Rs使得能够将流经功率开关Μ以及初级绕组L p的电流读取为跨电阻器本身的电压降。 控制器110控制功率开关M。如图1中的转换器20,转换器100包括：电阻分压器Ra-Rb， 该电阻分压器与电容器C in并联；以及箝位电路27,该箝位电路用于将由于初级绕组Lp的漏 磁电感而产生的漏极电压上的尖峰箝位。
[0067] 在转换器100的次级侧上，变换器106的次级绕组Ls的一端连接到次级接地端， 另一端连接到二极管D的阳极。二极管D的阴极连接到电容器(：_的正极板，该电容器的 负极板连接到次级接地端。输出电压向负载（未图示）供电。待调节的量（输出电压 或者输出电流1_)与参考值进行比较，并且生成误差信号IFB。该信号通过隔离的反馈 块108传输到初级侧，通常由光耦合器（未图示）执行。在初级侧上，该误差信号IFB是从 控制器100中的专用引脚FB灌入的，在所述引脚FB上产生控制电压V。。总控制环路的开 环带宽取决于位于隔离的反馈块108内部的频率补偿网络。
[0068] 控制器110包括驱动电路111，用于部分地基于减法电路120来驱动功率开关M。 驱动电路111包括驱动器112、置位复位（SR)触发器114、比较器116、零交叉检测器115、 启动器块117和OR门119。零交叉检测器115、启动器块117和OR门119的功能与图1中 的转换器20的Z⑶36、启动器块40和OR门38相同。类似于图1中的驱动器35,驱动器 112从SR触发器114接收输出信号Q。触发器114由Z⑶115或启动器117经由OR门119 来设定，并且由比较器116复位，该比较器在第一输入处从减法电路120接收信号，并且在 第二输入处从乘法器118接收信号。乘法器118在第一输入处接收控制电压V。，并且通过 使用指示了经整流的输入电压ν ιη(θ)的第二信号，来对控制电压进行乘法。优选地，在乘 法器118处接收的第二信号是由电阻分压器Ra-Rb在引脚MULT处产生的信号。
[0069] 将控制器110与图1中的控制器29进行比较，可清楚地看出，减法电路120是新 增的。与图1中的比较器32不同，比较器116的非反相输入不直接连接到电流感测引脚 (CS)，而是连接到电压减法电路120的输出。减法电路120产生减法信号，该减法信号是电 流感测引脚上的感测信号V es(t，Θ)与外部电容器(；产生的电压信号Vet(0)之间的差值。 因此，馈送到比较器116的非反相输入的电压的峰值包络是V es( Θ )-Vct( Θ )。减法电路120 包括电流发生器122,该电流发生器基于乘法器118的输出产生电流ΙΛ( Θ )。电流发生器 122耦合到第一开关124、第二开关126和第三开关128。第一开关124和第三开关128优 选地在触发器114的输出Q为高时，即，当功率开关Μ导通时，闭合。第二开关126在触发 器的输出Q为低，即，功率开关Μ关断时，闭合。
[0070] 电阻器Rt在信号Q为高时，即，在功率开关Μ的导通时间期间，经由第三开关128 耦合到接地端，并且并联到电容器C t;并且在Q为低时，即，在功率开关Μ的关断时间期间， 断开连接。电流发生器122在信号Q为低时，即，在功率开关Μ的关断时间期间，通过第二 开关126连接到(；电容器；并且在Q为高时，即，在功率开关Μ的导通时间期间，通过第一 开关124连接到接地。在一个替代实施例中，电流发生器122的端子可以在信号Q为高时 短路在一起。
[0071] 跨电容器(；形成的电压是电容信号Vc t( Θ )，并且馈送到减法器130的负输入，而 来自引脚CS的信号Vcs(t，Θ )馈送到减法器130的正输入。减法器130随后输出具有值 Vcs(t，Θ )-Vct( Θ )的减法信号。此减法信号是减法电路120的输出，并且提供到比较器116 的非反相输入。
[0072] -个替代实施例可以将电容器Ct并入控制器110中，从而省去控制器110的一个 引脚以及一个外部部件。
[0073] 电流发生器122提供的电流ΙΛ( Θ )可以表示为：
[0074] Ich(9) = gnVCs,REF(9) Ο)
[0075] 其中gni是电流发生器122的电流到电压增益，而VCS， REF( θ )是电流参考电压，该电 流参考电压是乘法器电路118的输出：
[0076] VCSiREF(0) =KM Kp(VPKsin9)Vc (10)
[0077] 其中KM是乘法器118的增益。
[0078] 控制电压V。沿线路半循环几乎恒定，导致充电电流I Θ )(在功率开关Μ关断期 间）具有正弦波形。
[0079] 以下分析的假设T(0)〈〈Rt Ct〈〈l/fV。这使得跨(；的切换频率脉动可忽略，并且 使得电流ΙΛ( Θ )能够被视作在每个切换循环内恒定。
[0080] 也就是说，可以通过电荷平衡得出跨Ct形成的电压Vc t( Θ ):
[0081]
(11)
[0082] 对Vct ( θ )进行求解，并且考虑到方程式（9):
[0083]
[0084] 减法电路120的输出，即Ves( Θ )-Vct( Θ )，馈送到比较器116的非反相输入。考虑 到由控制环路施加的关断条件，即Vcs( Θ )-Vct( Θ ) = VCS,REF( Θ )，电流感测引脚电压Vcs( Θ ) 可导致：
[0085] Vcs( 9 ) = VCSiREF( Θ )+Vct( Θ ) (13)
[0086] 考虑到方程式（10)和（12)，求解方程式（13)，可以得出Vcs( θ )电压：
[0087]
[0088] 现在假设电流发生器122的gni电流到电压增益被设计为获得gniR t= 1，则方程式 (14)成为：
[0089]
(15)
[0090] 在Vcsx= KM Kp VPK V。的情况下，该方程式（15)与方程式（8)的形式相同。因此， 可以得出，图7中的控制电路实施了一种控制方法，该控制方法可在Hi-PF QR回扫转换器 100中实现正弦波输入电流。
[0091] 图8示出了图7中的转换器100的波形。左手侧是处于切换周期时间标度上的波 形，而右手侧是处于线路循环时间标度上的波形。
[0092] 图9和图10示出了图7中的转换器100的仿真结果。值得注意的是输入电流的 失真水平非常低（在V in= llOVac的情况下约3. 5%，在Vin= 230Vac的情况下约2. 2% )， 这是由于输入EMI滤波器以及在功率电路和控制电路中考虑到的非理想因素的影响。
[0093] 图11示出了用THD(左）和PF(右）对图1中的现有技术转换器20与图7中的 转换器100之间的仿真结果比较。该新颖方法相对于现有技术改进显著。
[0094] 以上描述的多个实施例可以相互组合，以提供其他实施例。可以根据以上详细说 明，对各个实施例做出这些和其他改变。通常，在随附的权利要求书中，所使用术语不应被 解释为是限制对说明书和权利要求书中公开的具体实施例的权利主张，而是应解释为包括 所有可能的实施例，同时包括享有该等权利要求的等同物的全范围。因此，权利要求书不受 限于本公开。
【主权项】
1. 一种装置，用于控制功率电路的功率晶体管，所述装置包括： 驱动电路，所述驱动电路具有被配置成接收电压参考信号的第一输入、被配置成接收 减法信号的第二输入、以及被配置成基于所述电压参考信号和所述减法信号来驱动所述功 率晶体管的输出； 乘法器，所述乘法器具有被配置成接收基于来自所述功率电路的反馈信号的第一信号 的第一输入、被配置成接收基于所述功率电路的输入电压的第二信号的第二输入、以及被 配置成提供所述电压参考信号的输出；以及 减法电路，所述减法电路被配置成提供基于第三信号与感测信号之间的差值的所述减 法信号，所述第三信号基于所述参考电压信号，所述感测信号指示流经所述功率晶体管的 电流。2. 根据权利要求1所述的装置，其中所述减法电路包括： 电流发生器，所述电流发生器耦合到所述乘法器，并且被配置成基于所述电压参考信 号产生电容器信号；以及 减法器，所述减法器被配置成从所述感测信号减去所述电容器信号，从而产生所述减 法ig号。3. 根据权利要求1所述的装置，其中所述减法电路还包括： 第一开关，所述第一开关被配置成在所述功率晶体管导通时，将所述电流发生器耦合 到电压供给端子； 第二开关，所述第二开关被配置成在所述功率晶体管关断时，将所述电流发生器耦合 到所述减法器；以及 第三开关，所述第三开关被配置成在所述功率晶体管导通时，将所述减法器耦合到所 述电压供给端子。4. 根据权利要求3所述的装置，其中所述减法电路还包括： 电容器，所述电容器耦合在所述减法器与所述电压供给端子之间，其中所述第二开关 被配置成将所述电流发生器连接到所述电容器。5. 根据权利要求4所述的装置，其中所述减法电路还包括： 电阻器，所述电阻器耦合在所述减法器与所述第三开关之间，其中所述电阻器被配置 成在所述第三开关闭合时，将所述电容器放电。6. 根据权利要求1所述的装置，其中所述驱动电路包括： 比较器，所述比较器具有耦合到所述乘法器的第一输入、以及耦合到所述减法电路的 第二输入，所述比较器被配置成将所述电压参考信号与所述减法信号进行比较。7. 根据权利要求6所述的装置，其中所述驱动电路被配置成在所述减法信号等于所述 电压参考信号时，关断所述功率晶体管。8. 根据权利要求6所述的装置，其中所述驱动电路还包括： 触发器，所述触发器具有耦合到所述比较器的所述输出的复位输入、以及输出；以及 驱动器，所述驱动器具有耦合到所述触发器的所述输出的输入、以及被配置成基于来 自所述触发器的所述输出的信号来控制所述功率晶体管的输出。9. 一种装置，用于控制功率电路的驱动电路，所述装置包括： 乘法器，所述乘法器具有被配置成接收基于来自所述功率电路的反馈信号的第一信号 的第一输入、被配置成接收指示所述功率电路的输入电压的第二信号的第二输入、以及被 配置成提供所述电压参考信号的输出；以及 减法电路，所述减法电路被配置成提供基于第三信号与感测信号之间的差值的所述减 法信号，所述第三信号基于所述参考电压信号，所述感测信号指示流经所述功率电路的功 率晶体管的电流。10. 根据权利要求9所述的装置，其中所述减法电路包括： 电流发生器，所述电流发生器耦合到所述乘法器，并且被配置成基于所述电压参考信 号产生电容器信号；以及 减法器，所述减法器被配置成从所述感测信号减去所述电容器信号，从而产生所述减 法ig号。11. 根据权利要求9所述的装置，其中所述减法电路还包括： 第一开关，所述第一开关被配置成在所述功率晶体管导通时，将所述电流发生器耦合 到电压供给端子； 第二开关，所述第二开关被配置成在所述功率晶体管关断时，将所述电流发生器耦合 到所述减法器；以及 第三开关，所述第三开关被配置成在所述功率晶体管导通时，将所述减法器耦合到所 述电压供给端子。12. 根据权利要求11所述的装置，其中所述减法电路还包括： 电容器，所述电容器耦合在所述减法器与所述供给电压端子之间，其中所述第二开关 被配置成将所述电流发生器连接到所述电容器。13. 根据权利要求12所述的装置，其中所述减法电路还包括： 电阻器，所述电阻器耦合在所述减法器与所述第三开关之间，其中所述电阻器被配置 成在所述第三开关闭合时，将所述电容器放电。14. 根据权利要求9所述的装置，其中所述驱动电路包括： 比较器，所述比较器具有耦合到所述乘法器的第一输入、以及耦合到所述减法电路的 第二输入，所述比较器被配置成将所述电压参考信号与所述减法信号进行比较，所述驱动 器被配置成在所述减法信号等于所述电压参考信号时关断所述功率晶体管。15. 根据权利要求14所述的装置，其中所述驱动电路还包括： 触发器，所述触发器具有耦合到所述比较器的所述输出的复位输入、以及输出；以及 驱动器，所述驱动器具有耦合到所述触发器的所述输出的输入、以及被配置成基于从 所述触发器的所述输出接收到的信号来控制所述功率晶体管的输出。16. -种系统，所述系统包括： 整流器，所述整流器具有输入，并且被配置成输出经整流的电压； 变压器，所述变压器具有初级绕组，所述初级绕组被配置成接收来自所述整流器的正 弦输入电流； 功率晶体管，所述功率晶体管耦合到所述变压器的所述初级绕组，并且被配置成驱动 所述变压器； 驱动电路，所述驱动电路被配置成基于电压参考信号和减法信号来驱动所述功率晶体 管；以及 控制电路，所述控制电路被配置成产生所述电压参考信号和所述减法信号，所述控制 电路具有： 乘法器，所述乘法器具有被配置成接收基于来自所述功率电路的反馈信号的第一信号 的第一输入、被配置成接收基于所述功率电路的输入电压的第二信号的第二输入、以及被 配置成提供所述电压参考信号的输出； 减法电路，所述减法电路被配置成提供基于第三信号与感测信号之间的差值的所述减 法信号，所述第三信号基于所述参考电压信号，所述感测信号指示流经所述功率晶体管的 电流。17. 根据权利要求16所述的系统，其中所述驱动电路包括： 比较器，所述比较器具有耦合到所述乘法器的第一输入、以及耦合到所述减法电路的 第二输入，所述比较器被配置成将所述电压参考信号与所述减法信号进行比较。18. 根据权利要求17所述的系统，其中所述驱动电路被配置成在所述减法信号等于所 述电压参考信号时，关断所述功率晶体管。19. 根据权利要求17所述的系统，其中所述驱动电路还包括： 触发器，所述触发器具有耦合到所述比较器的所述输出的复位输入、以及输出；以及 驱动器，所述驱动器具有耦合到所述触发器的所述输出的输入、以及被配置成基于从 所述触发器的所述输出接收到的信号来控制所述功率晶体管的输出。20. 根据权利要求16所述的系统，其中所述减法电路包括： 电流发生器，所述电流发生器耦合到所述乘法器，并且被配置成基于所述电压参考信 号产生电容器信号；以及 减法器，所述减法器被配置成从所述感测信号减去所述电容器信号，从而产生所述减 法ig号。21. 根据权利要求20所述的系统，其中所述减法电路还包括： 第一开关，所述第一开关被配置成在所述功率晶体管导通时，将所述电流发生器耦合 到电压供给端子； 第二开关，所述第二开关被配置成在所述功率晶体管关断时，将所述电流发生器耦合 到所述减法器；以及 第三开关，所述第三开关被配置成在所述功率晶体管导通时，将所述减法器耦合到所 述电压供给端子。22. 根据权利要求21所述的装置，其中所述减法电路还包括： 电容器，所述电容器耦合在所述减法器与所述供给电压端子之间，其中所述第二开关 被配置成将所述电流发生器连接到所述电容器。23. 根据权利要求22所述的装置，其中所述减法电路还包括： 电阻器，所述电阻器耦合在所述减法器与所述第三开关之间，其中所述电阻器被配置 成在所述第三开关闭合时，将所述电容器放电。24. -种用于控制功率电路的功率晶体管的方法，所述方法包括： 通过将第一信号与第二信号相乘，来提供电压参考信号，所述第一信号基于来自所述 功率电路的反馈信号，所述第二信号基于所述功率电路的输入电压； 提供基于第三信号与感测信号之间的差值的减法信号，所述第三信号基于所述参考电 压信号，所述感测信号指示流经所述功率晶体管的电流；以及 基于电压参考信号和减法信号来驱动所述功率晶体管。25.根据权利要求24所述的方法，其中提供所述减法信号包括： 使用电流发生器对电容器进行充电，以及使用电阻器对所述电容器进行放电，所述第 三信号是所述电容器上的电压；以及 从所述感测信号减去所述第三信号，以产生所述减法信号。
【文档编号】H02M1/42GK105991050SQ201510830556
【公开日】2016年10月5日
【申请日】2015年11月25日
【发明人】G·格里蒂
【申请人】意法半导体股份有限公司