专利名称：补偿数字d类放大器的制作方法
技术领域：
本发明根据权利要求1的前序部分，涉及一种用于根据输入数据流，如I2S格式的数据，产生高功率电压的方法，以及实现该方法的装置。
音频领域中，例如，扬声器的功率是用相应容积的铜线来传送的。这些线缆除了费用昂贵，如果使用了开关放大器，即所谓的D类放大器，它们还起到了高频串扰的发射天线的作用。较为进步的想法是使用内置在扬声器的外壳中的通过光导提供数字数据流的D类放大器。这种扬声器的D类放大器是用电源网络连接器供电的，同时必须满足考虑了环境对电磁系统扰动的严格标准。
已知的解决方案中，常常将输入数据流转换成模拟信号，然后将信号放大，再把放大后的信号依序反变换成数字信号。但是这种方法不能避免重复转换所带来的质量损失。
另外，非开关模拟放大器的效率只有大约50％，是相当低的。现在的开关放大器，即含有功率电子器件的放大器，已经达到了大于90％的程度。D类放大器的情况时，输入信号上的模拟电压在一个固定频率，即D类放大器的开关频率上进行脉宽调制(PWM)。PWM电压在D类放大器的WM端级通过一个具有较高的开关效率的开关晶体管进行放大。D类放大器的滤波能力由较低的听觉门限(15Hz)确定。效率则受开关频率的显著影响。开关频率必须达到听觉上限(20kHz)的数倍。
放大后的PWM电压的频谱一般有很大的开关频率分量和很大的谐波分量，因此为了在负载端尽可能无失真地得到高功率模拟电压，必须将这些分量再次从电压中完全滤除。关于这一点，需要通过相应的反馈来避免脉冲误差。
现有技术中已知的D类放大器带有模拟输入和无源滤波器。由于不稳定性，带通滤波器的相位旋转和复合扬声器负载很快为低失真所需的强负反馈设定了很窄的限制。
已知的该类型的D类放大器的另外一个问题是直流电压源从一个网络获取一个基本上为正弦波的电流，也称为功率因子校正电路(以下简称为PFC)发出的波形(wave-shaped)直流电压带有明显波纹成分，也即纹波。关于这点，纹波的频率是网络频率的2n倍，其中n表示连到一个全通整流器电路的网络的相位数。但是，值得注意的是电源纹波导致了很难无失真地对输入信号进行放大。为了平滑纹波，常使用DSDC级，但这种情况在开关技术上需要付出相当大的劳动及费用。
本发明的目的在于避免这些缺陷并且提出一种最初所提到的类型的方法，这种方法能够在网络的直流供电是正弦电流消耗时，实现高效率的放大，其中放大后的电压和输入数据流的相关性非常精确。
依据本发明，通过权利要求1中的特征得到这种最初所提到的类型的方法。
通过这些措施，避免转换成模拟信号，且同时确保了即使在直流供电是正弦电流消耗，即加到D类放大器上的直流电压有很明显的纹波时，放大后的信号也和输入数据流在最大程度上相一致。
可用任何所需的算法进行放大后的输出信号的获取。例如，可根据自适应delta调制算法从放大后的输出信号中提取数字信号，其中也可以采用层叠算法以降低有效开关频率，或者还可根据改进的脉冲编码调制。关于这点，上面提到的算法只是一些例子。
本发明的另一个目的是提供一种能够实现本发明的方法的装置。
依据权利要求2的前序部分的装置具有权利要求2中的区别特征。
作为上述措施的结果，得到了一个非常简单的结构结果，其中借助于数字环路保证了输入数据流和放大电压之间非常精确的平衡。关于这一点，D类放大器的直流电压供电上的变化也能被识别出并加以考虑。
如果直流电压源的纹波相对应的信号没有混入输入信号或者从中提取的信号中去，稳压器只能在信号通过装置的直通时间之后识别出直流电压源上的变化，此处如果需要也可加上滤波器。在直通时间内，供电电压上的任何变化都直接传送到负载上，进行幅度调制。借助于上述措施，确保抵消了放大器级上的供电电压变化。这样，即使电压源使用了基本上为正弦的电流，且因此导致了很小的网络反馈，电压源所需的开关技术的劳动/成本也能保持得很低。因此，使用简单的PFC电路就能得到所需的结果。
借助于权利要求3的特征，获得的优点是能够适应随着激励器变化的域的条件。这在如音频系统中是很有益的。因此在用于迪斯克舞厅的音频系统中，能够对由于客人数量增加而引起的衰减变化进行均衡，且因而改变了激励器例如扬声器其后的信号段。
借助于权利要求4的特征，降低了电源的要求，同时减少了数字开关劳动/成本。
借助于上述措施，稳压器也能检测出并调节电源部分的电源电压的变化。另外，电源可用简单的方法构成并实现，例如仅在整流器电路后跟随一个简单的PFC电路。对于比较器和稳压器的计算能力的实现，相当慢的方法是使用微处理器，或者快一些是在硬件计算电路中置入可编程电路IC。如今的A/D转换器的高转换速率下(如90MHz)，近来已经能够实现足够小的环路直通时间，从而使用该稳压器结构也能进行脉冲图形校正。
如果假定滤波器失真也要被调节，必须解决相位旋转的问题。这点在依据权利要求5的环路中得到实现。
相位旋转可以通过一个在数字技术中非常容易实现的定时器件进行补偿。就此，参考值送往稳压器，再经过滤波器运行时间得到延迟，这样它可以和反馈回的数字化输出电压同时到达。结果是稳压器能够稳定的工作。
已知的方法是滤波器失真是容许的，并为脉冲图形的产生提供了一个快速环路，该环路需要模拟输入信号。
借助于权利要求6的特征，能够产生脉冲图形，其中数字输入数据流被处理，以产生一个高频的高功率PWM输出电压，且能够消除数字/模拟转换时的质量损失。
对于高质量的要求，需要高质量的能量供应和相应的复杂的D/A转换器(滤波器)。
但是，稳压器只能在D/A转换器或滤波器的直通时间之后识别出电源电压上的变化。直通时间内，电源电压上的任何变化都被直接送往负载，进行幅度调制，而这表现为电源电压抑制不足(SVR)的形式。
根据权利要求7到9中的几个环路的组合具有优越性。
因此，权利要求7的特征使得电源节约成本，而权利要求8的特征使得和D/A转换器有关的节约成本。
尤其有利的是具有权利要求9的特征，能够同时节约电源和D/A转换器。
使用一个负反馈网络对开关时间误差，以及复杂的、对容差敏感和必需的多级滤波器以及相应的较高的开关频率进行均衡，能够得到可接受的结果。迄今放大器级的脉冲图形校正的快速内部环路需要一个模拟信号，也就是数字输入数据流的D/A转换。所需的远大于100kHz的开关频率和放大器级中相应的快速交换处理使得它很难符合自从1996年1月2日EU领域中所有投入商业生产的产品所需满足的标准，尤其是关于电磁领域中的发射串扰的EN 50081。
借助于权利要求10或11的特征，D类放大器和例如基于n个并联的电源部分的相位偏移循环的单级方案相比，至少能够在第n个开关频率处操作，并具有相同质量的输出信号。开关损耗增加了，和A放大器相比仍保持了很高的效率。在功率值较高的情况下(大约5kW及更高)，也可基于降低了的开关频率使用卸荷电路，其中功率密度(每容积电源部分能够发射的功率)增加了。
另外，可以利用几个D类放大器级同时开关的优点，通过一个相应的复用器，而不需要增加数字控制单元的计算输出。就此，放大器级具有一个相当简单的结构。
下面将结合附图详细说明本发明。其中，如图所示
图1放大器装置的第一示例性实施例；图2至图4控制装置的示例性实施例；图5至图8放大器装置的其它实施例；图9根据本发明的装置的另一个示例性实施例；图10和图11控制装置的其他示例性实施例；图12D类放大器级的电源部分的示例性实施例；图13稳压器的示意图；图14放大器装置的另一个示例性实施例；所有的附图中，数字数据流用交叉线条表示，而模拟数据流用单线条表示。
图1中的放大器装置或装置有一个放大器级V5，详细细节见图8，在放大器级V5之前有一个环路2或预测器2’，放大器级V5经过一个输出终端8和激励器9连接，例如扬声器。
放大器级V5主要有一个带有混频器67的串行电路3，它能够根据环路2或预测器12送入的输入数据流1’产生数据流1”，其中也可以在环路2之前切换预测器12，而数据流61对应于D类放大器5的直流电压供电的纹波，下面会对其阐释，以及编码器68把数据流1”转换成数字信号序列4。该功能模块包含了混频器67和编码器，下文中称作混频器/编码器电路3。电路3之后是D类放大器5，它对数字信号序列进行放大，然后送往D/A转换器7，此处也可设计为滤波电路。
环路2通过一个A/D转换器20及线路31和输出终端8相连。环路2之前的预测器12并不是必需的，其中预测器12还有一个输入信号是来自麦克风80。这样，和装置相连的激励器上信号段的变化，例如扬声器9，如用于扬声器发声的场所，如迪斯克舞厅，由于该场所人员数量而引起的变化能够被检测出来。场所中人员数量较大的变化能够改变声音的衰减以及送入扬声器的信号段的特性。
例如，从作为激励器9的扬声器送入回路的信号是在迪斯克舞厅中建立的，也就是来自迪斯克舞厅本身。这种情况下，不仅能够调整放大器级V5引起的失真，还能调整随后的信号段导致的失真和影响，例如场所中人员数量导致的信号衰减。
本实施例中，环路2和预测器12在放大器级V5之前，从而送入环路2，即预测器12的数据流1”是具有预定比特数量的数据字形式，其和加到放大器级V5上的数据流1，1’相比已经发生了变化。
预测器12大多数时间内需要反馈，从而可以在部分时间内使用一个未示出的开关来中断话筒80和预测器12的相应输入端之间的连接。预测器12例如从数学上反映了系统行为的反函数。它也可以包含所谓的神经元网络，它具有学习能力或者含有能够学习的神经元。神经网络的原理和理论，以及它们的结构可见相关文献，本发明中不再叙述。
预测器12的优点包含了它在抗干扰上的可靠性，因为它可以不需持续反馈，还包含了扩展能力，尤其在神经网络的情况下可以进行学习。
但是，预测器不能对系统随时间发生变化的噪声进行补偿，例如热漂移、开关时间抖动等等。开环控制系统的传输行为不随时间变化，可通过至少部分时间内的反馈来实现。
为此，环路2持续要求的反馈信号是从点4’引出的信号或者从点6’提取的信号11，放大后再经过衰减器10衰减(图5)。
根据图1中的电路，能够用不同的方式构造环路2，其中不同的实例参见图2到图4。
根据图1中的实施例，全通整流器(full-path rectifier)62和一个为D类放大器5供电的网络63相连，整流器从网络63获取一个基本上为正弦的电流。整流器62之后是一个功率因子校正电路PFC，它为D类放大器5的馈电线路55，56供电。
电容40，41和这两根馈电线路55，56相连，并且它们都接到地40。此外，分压器64，65和馈电线路55，56相连，中央抽头66通过线路59和A/D转换器60相连，其数据流61送到混频器/编码器电路3的混频器67中。
为D类放大器5供电的直流电压上的变化通过A/D转换器60和混频器67进入D类放大器5的控制端。这样可以避免电源电压的变化导致的对放大信号的幅度调制。
图2显示了环路2的第一实施例R1的基本结构。本实施例中有稳压器13，编码装置16，以及脉冲误码比较器14。就此，输入数据流1或预测器12的输入数据流1’和编码器16的输出信号17一起作为稳压器13的输入。后者把比较器14送来的数字信号序列15转换成误码数据流17，从而对稳压器13起作用。
关于该点，混频器/编码器电路3的输出信号以及衰减器10送出的信号11(图2中未示出)被送入比较器14，其中衰减器10最好和放大器级的点6’相连。比较器14最好是一个异或链。编码装置16可使用限时的上/下数序计数器。
稳压器13根据输入数据流1或数据流1’和误码数据流17产生了输出数据流1”。数据流1”和61，后者对应于D类放大器5的直流电源电压的变化，由放大器级的混频器/编码器3进行处理以产生数字数据序列4。就此，稳压器13也包含了混频器67，而电路3只包含了编码器68。
现在A/D转换器具有例如90MHz的高速转换速率，为了提高质量，稳压器R1的环路直通时间足够短，从而能够产生脉冲图形校正。D类放大器5的电源电压上的变化，即中间电路电压上的变化，由A/D转换器60的数据流61进行补偿。
依据图3的环路R2包含一个比较器19和稳压器13。稳压器13和比较器19处理输入数据流1，1’和转换器20送出的当前数字数据流21，转换器把数字信号序列6转换成数据流21。比较器19产生一个误码数据流17，送往稳压器13，稳压器13产生一个数据流1”，在随后的放大器级中处理，在图1中已经阐释。
使用环路2能够检测出并调整D类放大器5的电源电压上的变化。由此，可以用简单的方式来构造D类放大器5的电源。比较器19和稳压器13的计算能力，相当慢的方法可以在微处理器中实现，或者快一些的方法是在硬件计算电路中实现，例如可编程电路IC，其也能够实现脉冲图形校正。
依据图4的环路R3和图3的环路R2的不同点在于送往比较器19的参考或输入数据流1，1’通过一个定时器件22相对于稳压器13有一个时间延迟，并且一个或多个放大器级的输出电压31作为转换器20的输入，转换器20将模拟信号转换成实际数据流。
定时元件22中，如果补偿了随后放大器级的滤波特性或信号段传送行为是很有益的。基于定时器件22提供的数据流18和转换器20提供的数据流21的比较，上述数据流相对于输入数据流1，1’能够以同样的时延到达比较器19的比较端，稳压器13工作稳定。稳压可以在放大器级的输出端使用较简单的滤波器，例如D/A转换器。稳压器R3的计算能力由微处理器提供。
依据图5到图7的放大器级V2到V4的情况，以及图9中的V6，能量供应和放大所需的劳动/成本降低，代价是增加了低功率控制电子装置的劳动/成本，这保障了负载端，即激励器9上的输出电压逐渐提高更好的质量。
依据图6中的放大器级V3具有一个环路R3，环路R1，编码单元3，D类放大器5，D/A转换器7，衰减器10，以及转换器20。就此，输出电压6被反馈回衰减器10和转换器20的输入端。衰减器10的输出端的信号11被反馈回稳压器R1。转换器20根据电压6产生了当前数据流21的数据字。数据流21送往环路R3。环路R3根据数据流1或1”和21产生了数据流1”，然后送到环路R1。环路R1根据数据流1”和信号11产生了数据流1，并由编码单元3处理以产生数字信号序列4，其放大后作为D类放大器级5的输出电压6。
可将环路R3设计成比环路R1略慢，并可以例如图6中用于调整D类放大器级5的电源电压上的变化。
依据图5中的放大器级V2和图6中的环路V3的不同点在于用环路R2替代了环路R3。放大器级V2的结构的其他部分和放大器级V3是相同的。
通过环路R2能够检测和调整D类放大器5的电源电压上的变化。由此，可以用简单的方式来构造D类放大器5的电源。比较器19和稳压器13的计算能力，相当慢的方法可以在微处理器中实现，或者快一些的方法是在硬件计算电路中实现，例如可编程电路IC，其也能够实现脉冲图形校正。图7中的放大器级V4和放大器级V3的不同在于额外提供了一个在环路R3和R1之间切换的环路R2。就此，放大器级V4的输出电压通过A/D转换器20’反馈回环路R3，其由输出电压31产生一个数据流21’。
信号序列6通过转换器20反馈，转换器根据放大后的信号序列6产生一个数据流，一方面数据流送到环路R3之后的环路R2中。另外，信号序列6通过产生了信号序列11的衰减器10，被反馈到环路R2之后的环路R1中。
环路R3根据输出电压31进行调整，并因此降低了转换器7的需求。比起用模拟技术中必须要多级来实现定时器件，环路R3的定时器件22使用数字技术借助于移位寄存器可以用更简单的方式实现，并具有更高质量。
各个环路R1，R2，R3的功能与结构和结合图2至4中描述的相同。
可以用三个环路R1，R2，R3的排列来保持较低的硬件的劳动/成本。这样，滤波器的失真也能通过输出电压的反馈来调整，由此至少可以减少一级滤波器。另外，在数字化功能的控制装置里可以考虑使用具有不同特性的滤波器，而不需大量额外的劳动/成本。
图9显示了放大器级V6，它具有一个复用器30和n个放大器级，这些放大器级可以依据放大器级V2到V5进行构造。复用器30根据输入数据流1产生了n个数据流1’，其中每个数据流1’被送到放大器级V2到V5其中之一，实际情况中可能提供了相同的放大器级。n个放大器级的输出和输出终端8相连，并馈给电压源31。激励器9，例如扬声器，通过线路34直接或间接地通过中间滤波器33，连接到放大器级V6的输出终端8。
依据图9的实施例，D类放大器和如基于n个并联的D类放大器5的相位偏移循环的单级方案相比，至少能够在第n个频率部分处操作，并具有相同质量的输出信号。开关过程能够更慢地产生，而不会有质量损耗。这样，增加了电磁容差。和A放大器相比增加了开关损耗，仍保持了很高的效率。例如在功率值大约5kW及更高情况下，也可基于降低的开关频率使用卸荷电路，其中每容积电源部分能够发射的功率，即功率密度增加了。
依据图10的实施例中，稳压器R2或R3(图3，图4)，置于放大器级V6之前，图9中很清楚，放大器级V6包含了多个D类放大器，稳压器对输入数据流1和转换器20产生的输出数据流21进行处理以产生数据流35。放大器级V6的输出终端8上的电压或负载9上的电压通过一个换向开关36反馈到转换器20的输入端，换向开关也可以省略。
依据图10的实施例，可以利用多个D类放大器同时开关的优点，通过一个相应的复用器，而不需要增加数字计算单元的计算能力。就此，放大器级V6可以由简单的放大器级组成，如放大器级V5(图1)来构成。
依据图10的实施例，还额外设置有一个换向开关32，由此输出终端8可以选择通过滤波器33和负载9连接或者直接与之相连。
依据图11的实施例，预测器12在一个放大器级之前，该放大器级可以在放大器级V2，V3，V4，V5，或V6之间选择；在它的输入端可以加上麦克风80的信号，这个信号例如是在负载9所在的房间中得到的，负载是能发声的扬声器。然后，滤波器33设置在放大器级之后。
这种情况下，也能检测出负载9之后的信号段的影响。因为预测器12考虑了包含了放大器级的开环控制系统的行为，所以不需要持续反馈。
图12示出了电源部分5的优选实施例。例如电源部分5是由电压源41，42和半电桥装置43，44构成。半电桥装置是由一个主开关50和反并联空载二极管51以及另一个具有另一个空载二极管53的主开关52组成。
主开关50的输出端经过线路54和主开关52的输入端相连。主开关50的输入端经过供电线55和电压源41相连，以及主开关52的输出端经过供电线56和电压源42相连。
电压源42是串行开关的。线路57在节点处49和电源地40相连。两个串行开关的供电装置41，42由电源开关43，44的半电桥装置来提供负载。信号6加在半电桥装置的中央点48处。高功率电压6的参考电位是电源地40，它和电源装置41，42的连接点49相连。低功率信号序列4送往驱动装置45。如果信号4是高电平，通过非反相驱动装置47开启顶部开关43，并通过一个反相驱动装置46开启顶部开关44。
电压6或31相对于地40等于电源装置41的输出电压。如果信号4是低电平，点48通过底部开关44和电源装置42相连。电压6或31相对于地40和电源装置41的负输出电压相等。低功率信号序列4放大后相对于电源地40作为高功率输出电压6施加到电源装置41，42的半电桥中央点48。
电源部分5例如是用半电桥装置中的功率半导体器件43，44来实现，用于根据至少一个电压源例如41，42产生正的或负的电压脉冲，其中负载的供电，如在高功率输出电压6处，周期性地以低损耗来中断，和/或改变极性。
开关放大器的效率受开关频率的显著影响。FET电源开关的开关损耗以一种超比例的方式随着电压降而增加。放大器级V6中的D类放大器级V2到V5中至少一个工作在低频，为低频扬声器供电，同时高频扬声器的明显较小的功率值是由放大器级V6中的D类放大器级V2到V5中的另一个放大器级由供电，其工作在明显较高的开关频率和较低的电源电压上。
图13示出了稳压器R1的数字实现的一个例子。提供的参考数据流1的数据字例如具有i2s格式，例如经过转换器100和前置滤波器102送往加法器或混频器13，前置滤波器102也可以用十进制滤波器实现，一般是串行方式。混频器13处理误码数据流17所需的正的或负的反馈输入，以及处理输入数据流1’，17的数据字以生成数据流1”。数据流1”通过编码装置3转换成数字数据序列4，在数据流1”之后的开关期间中将信号序列4的值平均化。用开关放大器5(见图12)放大数字信号序列4用来产生高功率输出电压6，其中控制装置13补偿了由于电源部分5的开关晶体管43，44开关时间不同而造成的开关时间误差或信号序列4波形的变化。和数据流1”相应的数字信号序列4在时钟信号110的每个上升沿被转换器100的D锁存器接收。转换器100对I2S格式的参考数据流1的数字信号序列转换，例如和时钟信号110同步的信号转换成并行或串行数据流101，它通过前置滤波器102后转换成具有不同的分辨率和同步速率的数据流1’。
数据流1’和周期信号140是同步的，例如176kHz。这也是补偿数据流17的同步速率，这是将数字信号序列4和高功率输出电压6进行比较而得到的。补偿数据流17是由加法器111产生的，它把错误信号15的脉冲宽度和校正前缀相加，校正前缀的值用上/下数序计数器108进行数字化。积分器的时间限制在开关频率的开关周期内，可以用计数器108实现。
D类放大器5的开关频率是从周期信号120获取的，其被送到编码单元3的计数器104。计数器104产生了开关频率周期140，计数器108以该周期被控制或者复位。误码脉宽数字化器108的输出数据流107和周期140是同步的。误码脉宽信号15是比较器14产生的，这里是用异或门实现的，例如将数字信号序列4和衰减器10的数字输出电压11送至该异或门，高功率输出电压6被反馈回输入端。异或门14的输出端的信号15仅在输出的时间内为高电平，换句话说信号4和高功率输出电压6具有不同的状态。和周期140同步的数据流1’和17在混频器13中相加，从而产生了数据流1”。
数据流1”的数据字用于检测和数据流105的值的相似性，数据流105是在比较器103中由计数器104产生。计数器104和RS触发器106由周期140控制(复位)。使用计数器104，比较器103，RS触发器106以及周期信号120实现对数据流1”的PWM调制。
图14示出了具有正弦波功率消耗的D类放大器的优选实施例。其中，整流器62的输入端和网络63相连，以及输出端和PFC的输入端相连。正弦波功率消耗的情况时，由D类放大器级43，44组成的D类放大器5所连接的线路55，56之间的输出电压的平均值由PFC进行调整。此外，分压器64，65和电容41，42的串行电路和两个线路55，56相连接，其中两个电容41，42的连接点49，类似用电设备9的连接器和地40相连接。D类放大器级43，44的输出端48经过线路31和D/A转换器7的输入端相连，也可以设计为用滤波器，并经过线路6连接到输出端和环路R1相连的衰减器10。如上所述，环路R1处理数据流1’和衰减器10的数据流11以及混频器/编码器电路3中的编码器68的数据流4以产生数据流1”。
例如扬声器构成的负载9和D/A转换器7的输出端相连。
负载上的电压经过A/D转换器20反馈回环路R2中，环路R2对A/D转换器20的输出数据流21和输入数据流1进行处理以产生数据流1”。
和中间电路55，56相连的并具有中央连接器66的分压器64，65，经过线路59和A/D转换器60的输出端相连。D/A转换器60的输出数据流61也和数据流1”相类似地送入混频器/编码器电路3的混频器67。这导致了脉宽缩短/延伸，并和D类放大器的电源电压的中间电路电压的正/负变化成比例。
环路R1的输出数据流1”和D/A转换器60的数据流61一起送往混频器/编码器电路3，并由该电路进行编码来产生数据流4，其送往驱动电路45来触发D类放大器5的D类放大器级43，44。
权利要求
1.生成放大后的高功率交流电压的方法，生成的电压在波形和幅度上跟随着一个最好是已知的I2S格式的数字输入数据流，其中使用基本为正弦波电流的直流电压源作为电源，其特征在于输入数据流被转换为数字信号序列，并且该信号序列通过开关进行放大，其中从放大后的输出信号中提取一个数字信号，并和输入数据流相应的数字信号进行比较，用能够检测出的数字差分信号进行开关，放大后的信号和输入数据流的一致性会影响输入数据流的增益，其中和直流电压源的纹波相应的信号与输入数据流或从中提取的信号相混合。
2.实现权利要求1中所述的方法的装置，用于生成高功率交流电压，生成的电压在波形和幅度上跟随着一个最好是已知的I2S格式的数字输入数据流，通过至少一个包含了直流电压源和至少一个开关晶体管的D类放大器级，一个相连的D/A转换器，以及与之相连的负载，最好是激励器或扬声器，其特征在于环路(R2，R3)具有数字功能控制装置(13)，该控制装置具有一个在输出端与稳压器(13)相连的比较器(19)，其输入端和装置的输入端及输出端相连接，输入端上施加了数字输入信号(1，1’)以及和输出信号(6，31)相应的数字信号(11，21)，其中分压器(64，65)和直流电压源(55，56)相连，直流电压源的中央抽头(66)经过一个A/D转换器(60)和混频器(67)相连接，混频器的第二输入端连接到装置的输入端，其输出端和D类放大器(5)相连。
3.如权利要求2中所述的装置，其特征在于环路之前是预测器(12)，其输入端施加有输入数据流(1)，并且至少部分时间内送入预测器的信号是从激励器(9)之后的信号段中提取出来的。
4.如权利要求2或3中所述的装置，其特征在于比较器(19)经过转换器(20)和D类放大器级(5)的输出端相连，将数字信号序列转换成数据字，并且比较器(19)的第二输入端和装置的输入端相连，如果需要可经过预测器(12)在输入端上施加输入数据流，输出端连接到控制装置(13)。
5.如权利要求2或3中所述的装置，其特征在于比较器(19)经过一个A/D转换器(20)连接到负载之前的D/A转换器的输出端，并且如果需要的话比较器(19)的第二输入端经过前置滤波器(22)连接到装置的输入端，在其上施加输入数据流。
6.如权利要求2中所述的装置，其特征在于如果需要的话，比较器(14)的输入端经一个衰减器(10)连接到控制装置(2)之后的混频器/编码器电路(3)的输出端和D类放大器(5)的输出端，其输出端经过一个编码器(16)连接到稳压器(13)。
7.如权利要求2至6中所述的装置，其特征在于设置有两个环路(R1，R2)，在一个环路(R2)的情况下，比较器(19)经过一个转换器(20)连接到D类放大器级(5)的输出端，用于将数字信号序列转换成数据字，并且该比较器(19)的第二输入端连接到装置的输入端，在其上施加输入数据流，该比较器的输出端连接到一个第一控制装置(13)，如果需要的话，在第二环路(R1)中，另一个比较器(14)的输入端经过一个衰减器(10)连接到另一个控制装置(13)之后的混频器/编码器装置(3)的输出端，以及连接到D类放大器(5)的输出端，其输出端经过一个编码器(16)连接到第二控制装置(13)，其中环路(R1，R2)是串联开关。
8.如权利要求2至6中任一所述的装置，其特征在于设置有两个环路(R1，R3)，在一个环路(R3)的情况下，比较器(19)经过一个A/D转换器(20)连接到D/A转换器(7)的输出端，如果需要的话，该比较器(19)的第二输入端经过一个前置滤波器(22)和装置的输入相连，在其上施加输入数据流，其中比较器(19)的输出端连接到一个第一控制装置(13)，并且如果需要的话，在第二回路(R1)中，另一个比较器(14)的输入端经由一个衰减器(10)连接到另一个控制装置(13)之后的混频器/编码器装置(3)的输出端，以及连接到D类放大器(5)的输出，比较器(14)的输出端经过一个编码器(16)连接到第二控制装置(13)，其中环路(R3，R1)是串联开关。
9.如权利要求7和8中所述的装置，其特征在于设置有三个环路(R1，R2，R3)，在环路(R3)的情况下，比较器(19)经过一个A/D转换器(20)连接到D/A转换器(7)的输出端，如果需要的话，该比较器(19)的第二输入端经过一个前置滤波器(22)和装置的输入端相连，在其上施加输入数据流，其中比较器(19)的输出端连接到一个第一控制装置(13)，并且在第二回路(R2)中，比较器(19)通过一个转换器(20)连接到D类放大器级(5)的输出端，用于将数字信号序列转换成数据字，且该比较器(19)的第二输入端上是第一个最远的环路(R3)的输出数据流，其输出端连接到第二控制装置(13)，输出数据流也被加到第三个环路(R1)的另一个控制装置(13)上，在第三个环路(R1)中，另一个比较器(14)的输入端经由一个衰减器(10)。连接到第三环路(R1)中的另一个控制装置(13)之后的混频器/编码器装置(3)的输出端，如果需要的话，以及D类放大器(5)的输出端，而比较器(14)的输出端经过一个编码器(16)连接到第二控制装置(13)，其中环路(R1，R2，R3)是串联开关。
10.如权利要求2到9中任一所述的装置，其特征在于设置有多个并联开关的放大器级(V2，V3，V4，V5)，所述放大器级具有包含一个电压源以及至少一个开关晶体管的D类放大器(5)，还设置有一个相连的D/A转换器，以及与之相连的负载，如激励器(9)，例如一个扬声器，在其之前是一个复用器(30)，其中每个D类放大器级(5)分配了一个数字环路(R2，R3)。
11.如权利要求2到9和10中任一所述的装置，其特征在于设置有多个并联开关的放大器级(V2，V3，V4，V5)，所述放大器级具有包含一个电压源以及至少一个开关晶体管的D类放大器(5)，一个相连的D/A转换器，以及与之相连的负载，如激励器(9)，例如一个扬声器，在其之前是一个复用器(30)，其中每个D类放大器级(5)分配了一个预测器(2’)。
全文摘要
本发明涉及一种用于数字音频输入信号，例如根据I2S标准的信号的D类功率放大器。本发明的功率放大器包括一个PFC电压源和一个用于返回放大器和电压源的输出信号的A/D转换器。放大器通过数字调节环路来控制。
文档编号H03F3/217GK1613179SQ02826957
公开日2005年5月4日 申请日期2002年12月5日 优先权日2001年12月11日
发明者京特·比尔 申请人:京特·比尔