专利名称：产生参考电流之电路装置及具此电路装置之振荡器电路的制作方法
技术领域：
本发明系相关于一种产生一参考电流的电路装置，并且，系相关于具有用于产生一参考电流的该电路装置的一振荡器电路。
可以于广泛范围中加以设定之具有一振荡频率的振荡器系正常地被实现为LC振荡器，在此例子中，谐振电路(resonant circuit)的频率系藉由至少一电容以及至少一电感而加以决定，在此，该振荡频率系源自于2π以及该LC乘积之平方根之乘积的倒数。
为了调整该振荡频率，通常，该电感系为常数，但是该电容系为可调整，接面电容在其中取决于一应用DC电压电位的变容二极管(Varactor Diodes)系正常地被用作为可调整电容。
如此之LC振荡器的一重要应用范围系为，需要无线频率载体振荡的行动无线装置，以用于执行自无线频率至基频的频率转变，反之亦然。
为了补偿在该LC谐振电路中的耗损，该LC谐振电路系通常藉由一所谓的负阻抗(negative impedance)而达成去衰减(deattenuated)，举例而言，被馈送以一参考电流之交叉耦接的(cross-coupled)MOS场效晶体管系会为了此目的而加以提供，而馈送一LC振荡器的该参考电流则会受限于相关于其相位噪声之严格要求，至于该馈送以该相位噪声参考电流之LC振荡器，其则是会对于流入该参考电流之干扰以及噪声相当的敏感。
而文件Y.Seong-Mo and K.O.Kenneth，Demonstration of aSwitched Resonator Concept in Dual-Band Monolithic CMOSLC-Tuned VCO，IEEE 2001 Custom Integrated Circuits Conference，pp.205-208，IEEE/CiCC 2001，ISBN 0-7803-6591-7，则是详细载明了如上所述之一馈送以参考电流之LC振荡器。
再者，所叙述之降低一参考电流源之该相位噪声的问题范围系可于文件P.Andreani and H.Sjland，A 2.2GHz CMOS VCO withInductive Degeneration Noise Suppression，IEEE 2001 CustomIntegrated Circuits Conference，pp.197-200，IEEE CICC 2001，ISBN 0-7803-6591-7中之一LC振荡器的例子中获得降低，而此乃是由于LC滤波器结构系被提供为与该电流源串联的事实，然而，此型态之滤波器要了解起来却是相当的复杂。
本发明之一个目的系在于载明用于产生一参考电流之一电路装置，以及具有该电路装置的一振荡器电路，且在其中，该相位噪声系可以在不具有额外滤波器结构的情形下获得降低。
关于用于产生一参考电流的该电路装置，该目的系藉由用于产生一参考电流的一电路装置而加以达成，其系具有-一电压控制电流源，系具有一控制输入，以及具有一用于分接该参考电流的输出；-一电容，系被连接至该电压控制电流源的该控制输入；-一串联电路，系包括一第一放大器，而该第一放大器系具有一第一增益因子以及一开观，其中，该串联电路系被连接至该电压控制电流源的该控制输入；-一第二放大器，系具有一第二增益因子，而该第二放大器系被连接至该电压控制电流源的该控制输入；以及-一选择电路，系被连接至该开观的一控制输入，以达成为了在该电路装置的一第一以及一第二操作模式之间转换的目的。
依照本发明的原则，该用于产生一参考电流的该电路装置系可以较具优势地在两种操作模式中进行操作，亦即，在一第一操作模式中，在此模式中，形成具有该第一放大器之一串联电路的该开观系为关闭时，以及在一第二操作模式中，在此模式中，该开观系为开启时。因此，在该第一操作模式中，该等第一以及第二放大器的该等增益因子系会决定该电阻的充电或电荷翻转，以及该电压控制电流源的驱动，而同时，在该第二操作模式中，则仅该第二放大器的该增益因子会影响该电阻的充电或电荷翻转行为，以及该电压控制电流源的驱动。
该等第一以及第二放大器系较佳地相关于它们的驱动器强度，也就是说，相关于它们的增益因子，而加以设计为该第一增益因子较该第二增益因子为大。
该等第一以及第二放大器系较佳地可以被形成为差动放大器。
较佳地是，该等第一以及第二放大器系为差动电压控制的电流源。
该第一放大器的该第一增益因子系较佳地被精确地加以设计，以便可以确保连接至该电压控制电流原之该控制输入的该电容的一特别快速的充电。
该第二放大器的该第二增益因子系较佳地加以设定尺寸为，该电阻之维持电荷(maintenance charge)可以精确地加以提供，也就是说，该第二放大器的该驱动能力系足以精确地补偿该电容及/或该开观的漏电流。
依照本发明之原则，则因此而会具有一相较而言较低之增益或一低驱动能力的该第二放大器，系可以以一特别低噪声的方式而加以形成。
既然该电容之一特别快速充电或电荷翻转系藉由该可连接之放大器而成为可能，则本发明的电路装置系亦可以特别的被用于将电流供给至那些被提供于具有一待机模式之行动无线装置中、且不会连续地被开启的LC振荡器。
正如所解释的一样，其系有可能依照本发明的原则，一方面，致能将以特别低之相位噪声而加以产生的该参考电流，以及，另一方面，支持一电流节省模式。
总体而言，本发明的原则系因此会特别良好的适合于在行动无线装置中的LC振荡器的操作。
而在无线频道电路中，利用意欲于具有一低噪声之电流源而加以操作的其它功能性单元，系亦可以较佳地藉由本发明的原则而加以驱动，举例而言，无线频率混合器(mixer)。
根据本发明之一更进一步、较佳地实施例，该第一以及第二放大器系为利用MOS电路技术而加以形成的控制电流源，其各系包括一差动放大器，而该等差动放大器的各系具有两个MOS晶体管。再者，在该第一放大器中之该等MOS晶体管的信道宽度对信道长度比系在相较于在该第二放大器中之该等MOS晶体管的信道宽度对信道长度比时为大，而在该第一放大器中之该等MOS晶体管的信道宽度对信道长度比则是较佳地有关于数值1而为大，而且，在该第二放大器中之该等MOS晶体管的信道宽度对信道长度比则是较佳地有关于1而为小。所以，该电阻之一快速充电系由于在该第一放大器中之具有大信道宽度并结合短信道长度的该等晶体管而成为可能。在转换至该第二操作模式之后，而在该第二操作模式之中，具有小的信道宽度以及长的信道长度之在该第二放大器中的该等MOS晶体管系会发生效果，系会以具有特别低噪声之组件而对该参考电流做出漏电流补偿。
在此例子中，自该供给电压至该参考电流的馈穿(feedthrough)系会特别地小。在该第二操作模式中，该电压控制电流源系会于不具有储存在随着时间变化之该电容上之该参考电压数值的情形下，相应地具有类似一理想的、无噪声之参考源的行为。
而较具优势的是，藉由提供将该电压控制电流源之该输出耦接至该等第一以及第二放大器之一分别控制输入的一回授路径，其系可以发展本发明于该电路装置中的开动电路(actuating circuit)，以形成一控制回路。
所叙述的该控制回路系会藉由影响横跨该电容而下降以及驱动该电压控制电流源的该参考电压，而致能该参考电流之一特别精确的设定，但，特别是，该参考电流设定的一高固定性。
所叙述之该控制的正确性系可以藉由将该电压控制电流源具体实施为一第一电压控制电流源，以及藉由提供一第二电压控制电流源而更进一步地获得改善，而其中该第二电压控制电流源系具有一连接至该第一电压控制电流源之该控制输入的一控制输入，以及具有连接至该回授路径之该输入的一输出。
该第二电压控制电流源系操作为一参考电流源，而该参考电流源系以与该真实第一电压控制电流源相同的参考电压而进行驱动。可以在该第一电压控制电流源处取得之该参考电流系可以被精确地加以设定，举例而言，藉由设定在该第一以及第二电压控制电流源的一电流分镜率(current mirror ratio)。
而在所叙述之该控制回路中的一再进一步改善则是可以藉由该等第一以及第二放大器的各，除了具有连接至该回授路径的一第一控制输入的各之外，系具有一第二控制输入的事实，而以一简单的方式加以获得，一参考电压源系加以提供，其系耦接至该两个第二控制输入。
一参考电压源，举例而言，一能隙产生器，系使得提供一特别精确的参考信号成为可能，而在其帮助之下，该两个放大器系可以依次地设定依次对提供可以非常精确地加以设定的一参考电流有所贡献之一特别精确的参考电压。
该第一以及，若一第二个出现的话，该第二电压控制电流源系较佳地利用MOS电路技术而加以形成。在此例子中，该电压控制电流源系较佳地被形成为当作一电流源来操作的一MOS晶体管，源极终端系较佳地以积体终端(bulk terminal)进行短路，而在如此之一MOS晶体管操作成为一电流源的例子中，该晶体管的互导(transconductance)以及其信道长度，与驱动其的该参考电压，系会决定所提供之该参考电流的该噪声特质。
作用为一电流源之一MOS晶体管的该参考电流系藉由出现在该MOS晶体管之闸极以及源极之间的该参考电压而加以决定，并且，系依据该第一及/或第二放大器的该操作状态而加以提供，而由于，根据本发明的原则，该参考电压的该噪声特质系在该第二操作模式中特别地低，因此，该参考电流系亦显示出特别低的噪声。
而有关该振荡器电路，则该目的系可以藉由具有如上述之一电路装置的一振荡电路而加以达成，其系具有-一LC谐振电路；-一去衰减放大器(deattenuation amplifier)，系被耦接至该LC谐振电路；以及-一参考电流输入，系用于馈送该振荡电路，而该输入系被连接至该LC谐振电路、或是连接至该去衰减放大器，-其中，该参考电流输入系被连接至该用于产生一参考电流的电路装置之该电压控制电流源的该输出。
此外，由于可以依照本发明之原则而加以产生之该特别的低噪声以及无干扰参考电流，则正如已经广泛地加以解释的一样，根据本发明的该振荡器电路系会提供具有显示为特别低之相位噪声之一振荡频率的一信号。
而附属权利要求则是相关于本发明更详尽且具优势的改进。
本发明系以图式做为参考而于接下来所提出的复数个示范性实施例有更详尽的解释。
在图式中第1图其系显示依照本发明之原则，用于产生一参考电流的一电路装置的一第一示范性实施例的一简化方块图；第2图其系显示具有一可调式频率的一LC振荡器，其中，依照第1图之该电路装置系可以较佳地加以使用；
第3A图其系显示一理想的MOS电流源；第3B图其系显示依照第3A图之该电流源，但额外地具有藉由漏电流所包围的一开观；第3C图其系显示依照第3B图之具有被噪声所包围的补偿电流源的该电流源；第4图其显示具有一控制回路之依照第1图的示范性实施例的一发展；第5图其系显示设计为依照第1图、第4图之该等电路图式之转阻放大器(Transimpedance amplifier)的第一以及第二放大器；以及第6图其系显示依照本发明原则之第5图的该转阻放大器的一发展。
第1图系显示一种用于产生一参考电流Iref的电路装置，系具有被形成为一MOS场效晶体管的一电压控制电流源1，具有一电容2，其中，该电容2系藉由一个终端而连接至该电流源的闸极终端，并且，藉由另一个终端而连接至一供给电位终端3，具有一第一放大器4，其输出系经由一开观而被连接至该电流源1的控制输入，以及具有一第二放大器6，其输出系相同的被连接至该控制输入，也就是说，该电流源1的该闸极终端。该开观5系具有一控制终端，而该控制终端系会经由一反相器7而被耦接至一选择电路8的输出，其中，该选择电路8系会达成自一第一操作模式至一低噪声、第二操作模式的转换。该第一以及第二放大器4，6系会在各状况下被建构为一差动电压控制的电流源，并且，系会利用MOS电路技术而加以实现，其中，该第一以及第二放大器的各系具有一第一输入9，10，以及各系具有一第二输入11，12，再者，该第一以及第二放大器4，6的该第一以及第二输入系会被连接至一回授参考单元13，而该单元13则会于其输出提供一差动电压ΔU。该参考单元13系具有两个控制输入，而，一方面，一参考信号(Ref)，以及另一方面，源自于该参考电流的一信号f(Iref)，系会被馈送至该两个控制输入。另外，该电压控制电流源1的该输出，亦即，该MOS电流源晶体管1的汲极终端，系会被连接至一电压控制LC振荡器14的一参考电流输入，而该参考电流输入则会更进一步地被耦接至一参考电位终端15，而一更进一步的电容16系相关于参考电位终端15而与该LC振荡器14并联连接。接着，P-通道电流源晶体管1的源极终端系被连接至该供给电位终端3以及亦连接至该电流源晶体管1的积体终端(bulk terminal)，而该第一放大器4之互导(transconductance)gm1系显著地大于该第二放大器6的互导gm2，该第二放大器6系被形成为一低噪声放大器。
该第一放大器4之驱动能力系被设计为，在开观5被关闭时，该电容2之一特别快速充电以及电荷翻转系为可能，该开观5，举例而言，系于该振荡器14在其待机模式之后而被开启时，进行关闭，直到该电容2被充电至其所需的电压为止，亦即，精确地在该电流源1的该输出引起该参考电流的该电压。接着，该第二放大器6的该互导gm2则是被设计为，在该开观中的漏电流以及该电容器2的漏电流系可以以横跨该电容2的电压下降维持为常数的方式而精确地加以补偿。在此第二操作模式中，该开观5系为开启的，而由于该第二放大器6不可或缺的低驱动能力gm2，该第二放大器6系可以以一特别低噪声的方式而加以设计，因此，该振荡器14系可以于正常操作期间，被馈送以一参考电流Iref，其中，该振荡器14系具有一特别低的相位噪声。
第2图系显示依照第1图之一习知的电压控制LC振荡器14。该LC振荡器系对称地以两个固定数值、且藉由一分别终端而彼此连接并与一参考电流源20之输出相连接的电感17而加以建构，至于以寄生特质为特征的一噪声电流源19，其则是描绘为与该参考电流源20并联，其中，该等电感17系被耦接至一分别可调整的电容组件，亦即，一分别的变容二极管18，而该等变容二极管18的各系具有一调整电压Vtune进行馈送的一控制输入。此可调式LC谐振电路系被耦接至一去衰减放大器(deattenuation amplifier)，而该去衰减放大器则是包括有两个被连接至参考电位终端15之交叉耦接的n-频道场效晶体管19，该振荡器14的输出信号A，B系可以于LC贮存槽17、18以及去衰减放大器19之间的该对称电路节点处被中断。
第3A图至第3C图系用于提供在驱动具有一参考电流之LC振荡器时，对于该噪声状况的一较佳了解。
第3A图系显示具有并联之备用电容16的该LC振荡器14，其中，振荡器系被连接至该参考电流源1，以供给其参考电流，而该参考电流源的控制输入则是被连接至该电容2。一个代表该电流源1之该寄生噪声流入的电流源21系被绘制为与该电压控制之电流源1的该控制路径并联，而藉由该电流源21，该控制电流源1则会代表一真实MOSFET，再者，藉由该振荡器14的一参考电流供给，即不会再有更进一步的噪声源出现，所以，该晶体管1本身所引起的该噪声贡献系于相较之下较为微小。
第3B图系显示依照第3A图、但藉由该开观而加以扩展的电路，而该开观系于此例子中被形成为一MOS开观5，并且，系会将该电流源1的该闸极终端耦接至该放大器4(在此未显示)。该p-通道切换晶体管5的该控制输入，也就是说，该闸极终端，系被连接至反相器7，然而，该开观5却会引起一额外的寄生电流源22所表示的漏电流，然而，该开观5所引起且电流源22所代表之该无可避免的漏电流系会导致该电容2的一放电，但此放电却是不想要的。
第3C图系为第3B图之电路的一发展，并且，系额外地在所载明的构件之外更具有一电流源6，其中，电流源系会精确地补偿电流源22所代表的该寄生漏电流。代表该电流源6之寄生噪声电流的一噪声电流源23系被描绘为与该电流源6并联，该电流源6则是对应于第1图中之该第二低噪声放大器6。
第4图系显示依照第1图、且具有用于控制该参考电流Iref之一控制回路之示范性实施例的一发展。一第二电压控制电流源24系为了此目的而加以提供，其系依照该电压控制电流源1而加以制作，并且，系会形成具有该电压控制电流源1的一电流镜，在此例子中，该第二电压控制电流源24的源极终端系会被连接至其积体终端(bulkterminal)以及该供给电位终端3，而该第二电压控制电流源24的闸极终端则是被连接至该第一电压控制电流源的闸极终端，并且因此会被连接至该开观以及该第二放大器6的该输出，再者，该被形成为一MOS电流源的电压控制电流源24的汲极终端系会被连接至该第一放大器的该第一输入10以及该第二放大器的该第一输入9，而该第一以及第二放大器4，6的该等第二输入11，12则会被连接至有关于参考电位终端15而连接的一参考电压源25，该第二电压控制电流源24的该汲极终端系还会额外地经由一电阻26而有关于参考电位终端15进行连接。而除了该回授路径13的实施例之外，依照第4图之用于产生一参考电流的电路装置系会于其架构以及较具优势的操作方法上对应于第1图。因此，在此方面，有关图式的叙述即不在此重复赘述。
一般而言，能隙(bandgap)参考电压源25系会提供1.2伏特的能隙电压，而藉由所叙述的该控制回路，相同的能隙电压系亦可以横跨该电阻26而加以建立，并且，系会相应地出现在该第二电压控制电流源24的该汲极终端，因此，被提供在该MOS电流源24的该汲极终端的该电流系会对应于能隙电压以及电阻26的商，虽然该回授回路系被连接至该第一以及第二放大器之事实上未反相的输入9，10，但是，由于该电流源24显示出反相的行为，所以一负回授当然仍然牵涉在内。再者，由于该第一以及第二电流源1，24系会形成具有一固定但可设定之分镜率(mirror ratio)的一电流镜，因此，在该第一电压控制电流源1之该输出处的该参考电流Iref系可以以一较佳的方式而加以设定，并且，系可以藉由该分镜率以及还有该电阻26的电阻值而精确地变化。
第5图，正如被提供于第1图以及第4图中的主题一样，系显示作为在MOS电路技术范围内形成之转阻放大器，所谓的操作转阻放大器，OTA，的该第一以及第二放大器4，6的一示范性实施例。此外，该开观系被形成为一MOS晶体管开观，并且，反相器7系被形成为一CMOS反相器。
具有该第一互导gm1的该第一放大器4系包括两个NMOS晶体管27，28，而此两个晶体管系藉由本身之源极终端而连接至彼此，并且，系藉由一第一电流源29而连接至参考电位终端15，因此，该等晶体管27，28系会形成一差动放大器。而一个包括两个闸极耦接之PMOS晶体管30，31的电流镜系被连接至该等晶体管27，28的两个汲极终端，其中，该PMOS晶体管31系藉由将其本身之闸极终端连接至其本身之汲极终端而向上连接成为一MOS二极管，而这些电流镜晶体管30，31的该等源极终端系会被连接至供给电位终端3，至于未被连接成为一二极管的该电流镜晶体管30则是藉由将其本身的汲极终端连接至形成为一PMOS晶体管之该开观5的该源极终端，而该PMOS晶体管的汲极终端系会形成该放大器装置的输出，同时，该第二放大器6的输出系亦连接至此。该晶体管5的该控制终端，也就是说，该闸极终端，系会被连接至该CMOS反相器7的该输出，而该反相器7的输入则可以被连接至该选择电路8(在此未显示)，再者，藉由与该第一放大器4的模拟，该第二放大器6系亦包括两个于源极侧加以耦接的NMOS晶体管32，33，其中，此两个晶体管系会经由一第二电流源34而连接至参考电位终端15，而在汲极测，与该互导gm2形成一差动放大器的该等晶体管32，33系会耦接至彼此，并且，经由一个包括两的PMOS晶体管35，36的另一电流镜而耦接至该供给电位终端3，而该等电流镜晶体管35，36之未连接至该放大器装置4，6之该输出的该汲极终端，其系会向上连接而成为晶体管二极管36。接着，该差动放大器晶体管27，28，32，33的该等闸极终端系会成对的向上连接至彼此，并且形成该等第一输入9，10以及该等放大器4，6的该等第二输入11，12，虽然该等放大器，6系显然地会具有相同的电路架构，但是它们仍然在设计上有相当大的不同，以确保该第一放大器4之该互导gm1在与该第二放大器6之该互导gm2相较时为大。所以，为了这个目的，该第一放大器4所包括的该四个晶体管27，28，32，33系会被设计为具有一特别大的通道宽度，以及依相较而言较短的通道长度，也就是说，大体而言，它们具有一相较而言较大的信道宽度对信道长度比，而此系会造成依照本发明之原则所提供的用于对可被连接至该放大器装置4，6的该输出之该电容2进行快速充电或电荷翻转的较佳驱动能力。相较之下，该第二放大器6的该四个晶体管32，33，35，36系具有一相较而言较小的通道宽度以及一相较而言较大的通道长度，因此，所得的结果是，总体而言，一非常小的信道宽度对信道长度比。特别地是，该驱动能力系被设计为，在该开观5中的漏电流以及在该电容2中的耗损，与若适当的话，更进一步的耗损，系可以精确地加以补偿的方式。而该小的信道宽度结合该长的通道长度系会导致一低1/f噪声，以及因此，导致连接至该电压控制电流源1之该输出的一电路，举例而言，一LC振荡器的该低噪声操作，依照本发明原则所提供者，以分接(tapping off)该参考电流。而总体的结果是，相较于该第二放大器6的该互导gm2，该第一放大器4的该互导gm1系相对而言较大。
第6图系显示第5图之该转阻放大器(transimpedanceamplifier)的一发展。此转阻放大器系主要地就架构、电路、功能以及其优点等方面，会对应于第5图的转阻放大器，就此观点而言，将在此不再重复叙述。而有关于第5图的主题，现在所呈现的示范性实施例则是加以发展，以延伸为该第一放大器4之该电流源29会具有被馈送以一控制电压的一控制输入37，该控制输入系以第5图的反相器7取代该开观5，而其在此示范性实施例中系可以被忽略。因此，该等放大器，6的该等输出系会被直接连接至彼此，以及连接至该电流源1的该控制输入，其在此系不进行描绘。该控制输入37系会被连接至该选择电路8，其在此系不加以描绘。
若一转换系于该电容2之充电之后由自高增益gm1至较小增益gm2所达成时，则此系于依照第6图之该主题的例子中，可藉由降低该电流源29的该差动电流而加以达成，该选择电路8系会提供该不可或缺的控制信号。
在此方面，耦接至该第一放大器4之该可控制的电流源29系可以被理解为为等同于包括开观5以及该第一放大器之串联电路的装置。
无疑地是，作为另一个实施例，在本发明的上下文中所呈现的所有电路系亦可以利用互补的电路技术而具体实施，因此，举例而言，MOS电流源系可以藉由n-通道MOS晶体管以及藉由p-通道晶体管两者而加以实现，再者，该等MOS晶体管之临界电压Vth0的大小并不是扮演一主要的部分，更甚者，举例而言，该电流镜电路的功能系可以简单或以复杂的电路技术而具体实施，举例而言，以一串联电路。在此所载明之该电路结构之如此的另一实施例系可以相应地被视为等同于用于实现本发明之原则的装置，达成横跨该VCO的一额外电压稳定的该电容16系亦可以在另外的实施例中加以删除，该电压控制电流源1以及该可能被提供之以其作为模型而加以制作的第二电压控制电流源24系亦可以以一串联电路、或是以一用于取代已经呈现之仅一个场效晶体管的简单实现的负回授而加以形成。
该等电流源29，34系亦可以具体实现为一电阻，举例而言，在本发明之原则中的另外实施例中。
参考符号列表1Voltage-controlled 电压控制电流current source 源2Capacitance 电容
3 Supply potential terminal供给电位终端4 First amplifier 第一放大器5 Switch 开观6 Second amplifier 第二放大器7 Inverter 反相器8 Selection switch 选择开观9 First input 第一输入10First input 第一输入11Second input 第二输入12Second input 第二输入13Reference unit 参考单元14VCO15Reference potential 参考电位终端terminal16Capacitance 电容17Induction电感18Varactor 变容19NMOS-FET20Parasitic source 寄生源21Parasitic element寄生组件22Parasitic element寄生组件23Parasitic element寄生组件24Second voltage-controlled第二电压控制current source 电流源25Bandgap reference source 能隙参考源26Resistor 电阻27NMOS-FET28NMOS-FET29Current source 电流源30PMOS-FET31PMOS-FET32NMOS-FET
33 NMOS-FET34 Current source 电流源35 PMOS-FET36 PMOS-FET37 Control input控制输入gm1Transconductance 互导gm2Transconductance 互导IrefReference current参考电流VrefReference voltage参考电压ΔUDifferential voltage 差动电压RefReference signal input 参考信号输入
权利要求
1.一种用于产生一参考电流的电路装置，其系具有-一电压控制电流源(1)具有一控制输入，以及具有一用于分接该参考电流(Iref)的输出；-一电容(2)被连接至该电压控制电流源(1)的该控制输入；-一串联电路包括一第一放大器(4)，而该第一放大器(4)具有一第一增益因子(gm1)以及一开观(5)，其中，该串联电路被连接至该电压控制电流源(1)的该控制输入；-一第二放大器(6)具有一第二增益因子(gm2)，而该第二放大器(6)被连接至该电压控制电流源(1)的该控制输入；以及-一选择电路(8)被连接至该开观(5)的一控制输入，以达成在该电路装置的一第一及一第二操作模式之间转换的目的。
2.根据权利要求第1项所述的该电路装置，其特征在于，该第一以及第二放大器(4，6)系为差动放大器。
3.根据权利要求第1或第2项所述的该电路装置，其特征在于，该第一以及第二放大器(4，6)系为差动电压控制的电流源，而该第二增益因子(gm2)系以该电容(8)之维持电荷可以精确地加以提供的方式而进行设计，以及该第一增益因子(gm1)系较该第二增益因子(gm2)为大。
4.根据权利要求第1至第3项其中之一所述的该电路装置，其特征在于，该第一以及第二放大器(4，6)系被形成为利用MOS电路技术而具体实施的控制电流源，其各系包括一差动放大器，且各系具有两个MOS晶体管(27、28；32、33)，而在该第一放大器(4)中之该等MOS晶体管(27，28)的信道宽度对信道长度比系于相较于在该第二放大器(6)中之该等MOS晶体管(32，33)的信道宽度对信道长度比时为大。
5.根据权利要求第1至第4项其中之一所述的该电路装置，其特征在于，一回授路径(13)系加以提供，其系具有该参考电流(Iref)、或是源自于该参考电流的一信号所将馈送的一输入，以及系具有连接至该等第一以及第二放大器(4，6)的一分别控制输入(9，10)的一输出。
6.根据权利要求第5项所述的该电路装置，其特征在于，该电压控制电流源(1)系被具体实施为一第一电压控制电流源，以及一第二电压控制电流源(24)系加以提供，并系具有连接至该第一电压控制电流源(1)之该控制输入的一控制输入，且具有连接至该回授路径(13)之该输入的一输出。
7.根据权利要求第5或第6项所述的该电路装置，其特征在于，该等第一以及第二放大器(4，6)的各系具有一第一控制输入(9，10)，以及各系具有一第二控制输入(11，12)，而该两个第一控制输入(9，10)系会被连接至该回授路径(13)，以及该两个第二控制输入(11，12)系会被耦接至一参考电压源(25)。
8.根据权利要求第1至第7项其中之一所述的该电路装置，其特征在于，该电路装置系利用金属氧化半导体电路技术而加以建构。
9.根据权利要求第1至第8项其中之一所述的该电路装置，其特征在于，该第一放大器(4)系被耦接至用以供给电流至该第一放大器(4)的一可控制电流源(29)，而该可控制电流源(29)系代表用于该电路装置之第一以及第二操作模式间之转换的该开观(5)。
10.一种具有如权利要求第1至第9项其中之一所述之一电路装置的振荡电路，其系包括-一LC谐振电路(resonant circuit)(17，18)；-一去衰减放大器(deattenuation amplifier)(19)，其系被耦接至该LC谐振电路(17，18)；以及-一参考电流输入，其系用于馈送该振荡电路(14)，而该输入系会被连接至该LC谐振电路(17，18)、或是连接至该去衰减放大器(19)，-其中，该参考电流输入系被连接至该用于产生一参考电流的电路装置之该电压控制电流源(1)的该输出。
11.根据权利要求第10项所述之振荡器电路，其特征在于，一稳定电容(16)系加以提供，其系被连接至该振荡器电路(14)的该参考电流输入。
全文摘要
一种用于产生一参考电流(I
文档编号H03B5/12GK1639658SQ03805020
公开日2005年7月13日 申请日期2003年2月4日 优先权日2002年3月1日
发明者J·奥赫姆 申请人:因芬尼昂技术股份公司