专利名称：使用前馈跟踪误差补偿的锁相环解调器和解调方法
技术领域：
本发明一般地涉及锁相环(PLL)解调器，更具体地说，本发明涉及使用前馈跟踪误差补偿以在PLL解调器中解决跟踪误差的系统和方法。
背景技术：
锁相环(PLL)是产生信号并且将该信号的相位锁定到输入参考信号的相位的器件。根据现有技术，如图1所示，PLL 100典型地具有三个主要组件电压控制振荡器(VCO)101、相位检测器102和环路滤波器103。VCO 101产生频率与调谐电压输入成比例的信号。这个比例一般表示为VCO增益参数(Kv)，该参数的单位为弧度/秒每伏特。提供的参考信号104会给定参考频率和参考相位。相位检测器102产生与参考信号和VCO信号之间的相位差值成比例的输出电压。这个比例一般表示为相位检测增益参数(Kd)，该参数的单位为伏特/弧度。因此，相位检测器102产生相位误差信号(即，相位跟踪误差)。环路滤波器放大并且滤波该误差信号，然后该误差信号被反馈给VCO 101。该反馈调整VCO 101的相位，使得VCO 101接近参考信号的相位，从而最小化该误差。
在数学基础上分析如图1所示的PLL 100是很困难的，因为环路滤波器的输入和输出是不同类型的变量(即，分别是与相位成比例的电压和与频率成比例的电压)。通过定义，相位是频率的时间积分。因此，理想的VCO 200可以模型化为两个数学块如图2所示根据现有技术的理想积分器201和理想电压-相位变换器202。可以将理想VCO 200并入PLL系统以提供根据现有技术的如图3所示的可使用的PLL模型300。然后，可以根据如图4所示的根据现有技术的数学模型400分析PLL模型300。在数学模型400中，Kd代表相位检测器102的相位检测增益参数，F(s)代表环路滤波器103的传递函数(以拉普拉斯变换表示法表示)，1/s代表理想积分器201的传递函数(也是以拉普拉斯变换表示法表示)，而Kv代表VCO 101的VCO增益参数。环路增益由参数G代表，该参数等于KdKvF(s)/s。此外，θVCO代表由VCO 101产生的信号的相位，以及θref代表参考信号的相位。θVCO和θref之间的关系可以由下面的等式代表θVCO/θref＝G/(1+G)。因此，当环路增益相对较大(G＞＞1)时，θVCO在很高的精确度上与θref近似。
积分器201起到低通滤波器的作用，使环路增益随着频率增高而降低。因此，跟踪误差随着频率增高而增加。在某一频率处，环路增益下降到低于单位值(unity)。在该频率(其定义了环路带宽)之上，环路对参考激励几乎没有响应，因此限制了PLL 100继续精确跟踪参考信号的能力。因此，这给出了可以应用于参考信号的调制带宽的约束。理论上，通过提高环路增益能够增加环路带宽。然而，在实际中，VCO 101的实施具有有限的调制带宽。根据现有技术如图5所示，VCO 101的有限带宽可以模型化为在VCO 500中由传递函数P(s)定义的寄生低通滤波器501。根据现有技术如图6所示，通过把另一低通函数加入到环路模型600中，可以修改这个数学模型。如图6所示，环路增益(G)等于KdKvF(s)P(s)/s。这产生的实际影响是将环路带宽限制为较小部分的VCO带宽。因为存在大量与实施VCO 101有关的设计约束，所以VCO带宽不能设计为任意高。因此，VCO带宽经常成为环路带宽的限制因素。除了VCO带宽之外，环路滤波器可以有它自己的带宽限制，特别是如果它使用有源电路的话。有限环路滤波器带宽的影响在限制环路带宽方面与VCO带宽的影响相同。
PLL通常用于组建频率解调器或相位解调器。解调器是这样的系统，其由已调制信号驱动来产生与调制成比例的输出电压。图7描述了根据现有技术的PLL频率解调器700。VCO 101跟踪参考信号的相位。因为相位和频率之间紧密的数学关系，VCO 101还跟踪参考信号的频率。由于应用于VCO 101的调谐电压与VCO频率成比例(并且，因此与参考频率成比例)，因而调谐电压被直接用作已解调输出701。
图8描述了根据现有技术的相位解调器800。相位解调器800与频率解调器700基本相同，除了加入漏积分器801以将调谐电压(与频率成比例)转换为与相位成比例的电压(已解调输出802)之外。由于理想积分器在物理上是不可实现的，所以示出了所谓的“漏”积分器801。更具体地说，漏积分器801在所规定的最小频率(ω1)之上近似地起到理想积分器的作用。在该频率之下，漏积分器801改变为对频率的平坦增益特性。这会将低频截止的信息告知解调输出端口的频率响应。
发明内容
在实施例中，本发明提供了一种使用前馈误差校正的PLL相位解调器。通过校准均衡器以具有模拟PLL相位解调器的VCO的调制响应曲线的传递函数，可以进行前馈误差校正。在操作中，均衡器可以接收由PLL的相位检测器所产生的已滤波并已积分形式的误差信号。均衡器根据所校准的传递函数对接收信号进行滤波。均衡器的输出被提供给加法器以将均衡信号与相位检测器产生的误差信号合并在一起。该合并信号代表已解调的输出信号。在另一实施例中，已类似校准的均衡器可以被用于解决频率解调器中的跟踪误差。通过使用适合的已校准均衡器，根据本发明的实施例使解调器能够在任意高的调制频率(对于小的调制指数)上操作，而不被环路带宽或VCO带宽所限制。
上述的内容相当概括地描述了本发明的特征和技术优势，以更好地理解下面关于本发明的详细描述。本发明其它的特征和优势将在下文说明，这构成了本发明的权利要求的主题。本领域的技术人员应当理解，所公开的构思和具体实施例可以很容易地被用作修改和设计用来实现与本发明相同目标的其它结构的基础。本领域的技术人员还应当认识到，这些等同结构并不背离所附权利要求中所提出的本发明的精神和范围。通过下面的说明并参考附图，可以更好地理解被认为是本发明特性的新特征和它的组织结构及操作方法，以及其它目标和优点。然而，应当清楚地理解，每张附图只是为了图示和说明的目的，而不是作为对本发明进行限制的定义。
为了完整地理解本发明，可以结合附图参考下面的说明，其中
图1描述了根据现有技术的PLL；图2描述了根据现有技术的VCO概念模型；图3描述了包括根据现有技术的VCO概念模型的PLL；图4描述了根据现有技术的PLL的数学模型；图5描述了根据现有技术的实际VCO模型；图6描述了包括根据现有技术的实际VCO模型的PLL的数学模型；图7描述了根据现有技术的传统PLL频率解调器；图8描述了根据现有技术的传统PLL相位解调器；图9描述了根据本发明实施例的PLL相位解调器；图10描述了图9示出的根据本发明实施例的PLL相位解调器的数学模型；图11描述了用于校准如图9所示的根据本发明实施例的PLL相位解调器的流程图；图12描述了根据本发明实施例的对校准的数学分析；图13描述了根据本发明实施例的时钟数据恢复相位解调器；和图14描述了根据本发明实施例的频率解调器。
具体实施例方式
PLL解调器中的不准确性的一个主要原因是相位跟踪误差。通过尽可能地增加环路带宽可以最小化相位跟踪误差。如前所述，在实际中，环路组件(即，VCO 101)具有寄生频率响应损伤，其在可获得的带宽上设置了上边界。如果想得到高的准确度(即，低的相位跟踪误差)，则可用的带宽则被限制在环路带宽的很小一部分内。无论如何，解调带宽不可能超出环路带宽，即使是用于低准确度的应用。因此，根据本发明的实施例，通过提供不需要过高VCO调制带宽的精确的宽带响应PLL解调器，来解决这些问题。
图9描述了根据本发明实施例的PLL相位解调器900。PLL相位解调器900包括相位解调器的典型的主要组件VCO 101、相位检测器102、环路滤波器103和漏积分器801。PLL相位解调器900与传统的PLL相位解调器的不同之处在于其结合均衡器901使用了加法器903。根据模拟VCO 101的调制响应曲线的传递函数，均衡器901可用于均衡从漏积分器801接收的低频调制信号。可以根据所确定的VCO 101的调制响应曲线来调整与均衡器901有关的校准滤波器常数。PLL相位解调器900还包括产生输出信号909(其是与相位成比例的电压(VTPT))的加法器903。具体地说，加法器903将相位检测器的输出与来自均衡器901的已均衡信号相加，从而抵消因误跟踪误差而造成的解调误差。此外，将这两个信号相加还使PLL相位解调器900可以在任意高的调制频率(对于小的调制指数)上操作，而不被环路带宽或VCO带宽所限制。
PLL相位解调器900的操作依赖于最初应用于参考输入信号910(即，被解调的信号)的调制频率。大体上，存在三种操作体制。对于低调制频率(即，恰好在环路带宽内)，该操作基本上与传统PLL相位解调器相同。在这种体制下，环路跟踪误差是可以忽略的，因此可以忽略来自相位检测器102的输出。在这些频率处，均衡器901的作用是将比例因子应用于信号910。具体而言，信号910经过均衡器901后除了比例变化外没有明显的改变。对于高调制频率(即恰好在环路带宽之外)，环路具有可忽略的响应，并且VCO 101的相位近似为常数。之所以如此，是因为环路滤波器103、VCO 101的调制带宽和VCO 101的内置(built-in)积分器的组合造成了严重的高频衰减。在这种情况下，信号910是可以忽略的，并且跟踪误差近似为100％。换句话说，跟踪误差等于参考输入910所携带的调制并与之正好相反。因此，相位检测器102不受限制地作为相位解调器操作。在这种情况下，相位检测器信号911传输到输出信号909而没有明显的改变，并且均衡器901在高频体制下几乎没有明显的作用。对于中调制频率，操作方式是两种前述模式的结合。在中调制频率体制中，均衡器901应用比例因子和频率响应效应以消除由相位误跟踪造成的误差。
图10描述了根据本发明实施例的PLL相位解调器900的数学模型1000。数学模型1000表明了在漏积分器801的截止频率之上的所有频率处的PLL相位解调器900的准确性。在数学模型1000中，θVCO代表VCO101产生的信号的相位，θin代表参考信号的相位。同样的，Kd代表相位检测器102的相位检测增益参数，F(s)代表环路滤波器103的传递函数，P(s)代表VCO 101的寄生低通滤波器特性的传递函数，1/s代表理想积分器201的传递函数，Kv代表VCO 101的VCO增益参数，E(s)代表均衡器901的传递函数，以及1/(s+ω1)代表漏积分器801的传递函数。根据本发明的实施例，将传递函数E(s)设定为等于KdKvP(s)是有利的。均衡器901的输入(图9中的信号910)被表示为θVCO/KvP(s)/s。因此，通过以这种方式设定E(s)，输出信号909(Vdemod)就等于Kd{θVCO[s/(s+ω1)-1]+θin}。如果应用于参考输入信号910的调制频率(ω)远远大于漏积分器801所规定的最小频率(即，ω＞＞ω1)，则Vdemod非常近似于Kdθin。
现在重新来看图9，PLL相位解调器900还包括有助于均衡器901校准的结构。具体而言，PLL相位解调器900包括开关904以在解调模式和校准模式之间转换操作模式。当开关904将PLL相位解调器900置于校准模式时，来自环路滤波器903的输出变更方向，被传送到校准环路滤波器905(其将在下面详细讨论)。通过校准环路滤波器905之后，已滤波信号经过了处理并且被提供给加法器907，在加法器907中，将已滤波信号加入到由校准源906产生的信号中。该合并信号接着经过漏积分器801、均衡器901和加法器903等剩余的电路路径。校准伏特计902可以用来在校准期间测量输出信号909的电压。同样，校准频率计908可以用来测量VCO 101的频率。
在根据本发明的实施例中，可以进行校准以确定相位检测器102的比例因子(Kd)。此外，可以进行校准以将均衡器901设定为适当的DC增益和频率响应特性。在根据本发明的实施例中，使用了准开环校准算法。为了实现该准开环算法，校准源906可以有利地产生其频率包括在环路带宽中的DC信号和AC信号。同样，可以使用未调制的频率参考源(未示出)来驱动参考输入信号910。优选地，未调制的频率参考源可以产生AC信号，其频率处于以校准完成后所要测量信号的频率为中央的很小范围内。
在根据本发明的实施例中，准开环校准算法利用了PLL相位解调器900的准确度与环路滤波器103无关的事实。使用作为具有较低截止频率的低通滤波器的校准环路滤波器905，这有助于校准。以这种方式调整校准环路滤波器905造成环路带宽变窄。由于环路带宽变窄，在校准模式期间，可以认为该环路是开路的。然而，环路为了在解调模式期间正常地操作，通过使用开关904绕过校准环路滤波器905而保持锁定。
图11描述了用于校准如图9所示的根据本发明的实施例的PLL相位解调器900的流程图1100。在步骤1101中，相位检测器102的参考输入被未调制频率信号激发。在步骤1102中，通过使用处于AC模式的校准源906，系统被恰好处于环路带宽中且在漏积分器801的截止频率之上的频率所激发。在步骤1103中，均衡器901的DC增益在Vdemod输出(图9中的输出信号909)处被调整为零增益(null)。在步骤1104中，系统被在与VCO 101相关的P(s)的截止频率附近的一个或多个频率所激发。在实际中，P(s)一般是单极函数，并且因此在步骤1104中通常只需要一个频率。在步骤1105中，调整均衡器901的频率响应特性，以获得对在步骤1104中应用于系统的频率的最佳零增益。在步骤1106中，通过使用处于DC模式的校准源906，在一定范围的值内扫描应用于VCO 101的调谐电压。步骤1107的功能是确定将VCO的频率调谐到校准完成后所要测量信号的频率的电压。在步骤1108中，调谐电压从所确定的电压起以很小的数量增加。在步骤1109中，测量VCO频率的变化。在步骤1110中，计算VCO增益参数(Kd)。在步骤1111中，所计算的Kv的值被用于计算相位检测器102的增益(Kd)，并因此确定用于输出信号909的校准因子。
图12描述了可以用于分析与图11描述相关的校准算法的数学模型1200。应当理解，校准环路滤波器905的作用可以从数学分析中忽略。如图12所示，Kv等于Δf/ΔC(0)，其中Δf是VCO频率响应校准源中DC值的变化而产生的频率变化量。于是，因为P(0)＝1，所以Kv等于E(0)/Kv。通过使用关系式如果Vdemod＝0，则E(s)＝KvKvP(s)，就可以通过观察在关于图11所讨论的测试方法中所产生的零增益(看图9中的输出信号909)来确定E(s)的频率响应要求。
相位检测器通常具有有限的相位范围(一般在180度到360度之间)。在环路带宽之外的调制幅度应当定义在这个范围内。对环路带宽之内的频率的调制不受该约束支配。应当理解，很多感兴趣的信号具有这样的特性，即相位调制在低频很大而在高频则逐渐停止。因此，有相当多的应用可以使用根据本发明的实施例的PLL解调器。
例如，根据本发明的实施例，图13描述了可以用于测量数据信号1302上的抖动的测量系统1300。除了PLL解调器1300包括时钟/数据恢复(CDR)相位检测器1301之外，测量系统1300基本上与图9中的PLL解调器900相同，所述CDR相位检测器1301用于从数据流中恢复时钟信号，这在本领域内是众所周知的。因此CDR相位检测器1301可以用于帮助测量与数据相关的抖动。PLL解调器1300的加法器903将高频抖动信号1304与均衡器901的输出合并，以产生复合抖动信号1303。还是如本领域中众所周知的，多数数据传输系统与抖动标准相关，这些抖动标准要求将特定频率上的可容许的抖动限定为适度的值，该值一般恰好落在相位检测器1301的范围内。通过根据本发明的实施例调整PLL解调器1300，确保测量系统1300对抖动的测量结果对于在PLL带宽外的高频抖动是精确的。
如上所述，通过使用微分器电路元件，相位解调器可以转换为频率解调器。然而，优选地要避免将漏积分器801与微分器电路元件级连，所以，在如图14所示、根据本发明实施例的频率解调器1400中，将微分器1401放置在加法器903之前并且省略漏积分器801是有利的。通过以这种方式实现频率解调器1400，频率解调器1400将调频参考信号1402解调为解调信号1403。此外，频率解调器1400享有前述的、与根据本发明实施例而实现的相位检测器有关的有利特性。
尽管在这里详细地描述了本发明及其优点，但是应当明白，在不背离所附权利要求中所确定的本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种变化、替代和改变。此外，本申请的范围并不是要限制为在说明书中描述的处理、机器、制造、实体组成、装置、方法和步骤的具体实施例。正如本领域普通技术人员从本发明的公开内容所容易理解的那样，根据本发明，可以使用现在存在或以后开发的用于执行与这里描述的相应实施例基本相同功能或是获得基本相同结果的处理、机器、制造、实体组成、装置、方法或步骤。因此，所附的权利要求想要在它们的范围内包括这些处理、机器、制造、实体组成、装置、方法或步骤。
本申请与同时提交，共同待决并且共同转让的以下申请相关联申请号为XX/XXX,XXX，代理人卷号为10020790-1，名为“用于校正在时钟恢复系统中的转换密度变化造成的增益误差的系统和方法”的美国专利；申请号为XX/XXX,XXX，代理人标号10021026-1，名为“用于设计和使用在调制域中运行的模拟电路的系统和方法”的美国专利；以及申请号为XX/XXX,XXX，代理人标号10021027-1，名为“用于使用前馈相位调制校正锁相环跟踪误差的系统和方法”，上述公开内容作为参考被包括到本发明中。
权利要求
1.一种锁相环相位解调器，其产生解调信号，包括积分器，其接收锁相环的已滤波相位信号以产生积分信号；均衡器，其均衡所述积分信号；和加法器，其将所述锁相环的相位信号与所述已均衡积分信号合并起来以产生所述解调信号。
2.如权利要求1所述的锁相环相位解调器，其中，所述均衡器是低通滤波器，其模拟与所述锁相环相关的调制响应曲线。
3.如权利要求1所述的锁相环相位解调器，其中，所述均衡器使得所述锁相环解调器的解调增益与锁相环的相位检测器增益相等。
4.如权利要求1所述的锁相环相位解调器，其中，所述积分器在最小频率之上做积分，在所述最小频率之下提供对频率的接近平坦的增益。
5.如权利要求1所述的锁相环相位解调器，还包括校准滤波器，其进一步滤波所述已滤波相位信号以向第二加法器提供输出信号，其中所述第二加法器将所述输出信号和参考信号合并起来以产生合并信号；和开关，其在第一模式将所述已滤波相位信号提供给所述积分器，在第二模式将所述合并信号提供给所述积分器。
6.如权利要求5所述的锁相环相位解调器，其中，所述校准滤波器是低通滤波器，可用于当所述开关在所述第二模式工作时降低所述锁相环的环路带宽。
7.如权利要求5所述的锁相环相位解调器，还包括校准源，可用于向所述第二加法器提供所述参考信号。
8.一种频率解调器，其产生解调信号，包括均衡器，其根据近似于与所述锁相环相关的调制响应曲线的传递函数来均衡锁相环的已滤波相位信号，以产生已均衡信号；微分器，其微分所述锁相环的相位信号以产生微分信号；和加法器，其将所述微分信号与所述已均衡信号合并起来以产生所述解调信号。
9.如权利要求8所述的频率解调器，其中，所述均衡器使得所述频率解调器的解调增益等于锁相环的相位检测器增益的时间导数。
10.如权利要求8所述的频率解调器，还包括校准滤波器，其进一步滤波所述已滤波相位信号以向第二加法器提供输出信号，其中所述第二加法器将所述输出信号和参考信号合并起来以产生合并信号；和开关，其在第一模式将所述已滤波相位信号提供给所述均衡器，在第二模式将所述合并信号提供给所述积分器。
11.如权利要求10所述的频率解调器，其中，所述校准滤波器是低通滤波器，可用于在所述第二模式中降低所述锁相环的环路带宽。
12.如权利要求10所述的频率解调器，还包括校准源，可用于向所述第二加法器提供所述参考信号。
13.一种执行频率解调的方法，包括操作锁相环使用已滤波相位信号；根据近似于与所述锁相环相关的调制响应曲线的传递函数来均衡所述已滤波相位信号，以产生已均衡信号；以及将所述已均衡信号与所述锁相环的相位信号的微分形式合并起来，以产生解调信号。
14.如权利要求13所述的方法，其中，在所述锁相环频率解调器的第一操作模式中进行所述的均衡所述已滤波相位信号，在所述锁相环频率解调器的第二操作模式中进行所述锁相环频率解调器的校准。
15.如权利要求13所述的方法，其中，所述锁相环频率解调器在所述第二模式下工作，所述方法还包括低通滤波所述已滤波相位信号以减小所述锁相环的环路带宽；将来自所述低通滤波器的输出信号与参考信号合并起来，以产生合并信号；根据所述传递函数均衡所述合并信号，以产生第二已均衡信号；以及将所述第二已均衡信号与所述相位信号的所述微分形式合并起来，以产生校准信号。
16.如权利要求15所述的方法，其中，所述参考信号是单频率信号。
17.一种执行相位解调的方法，包括操作锁相环使用已滤波相位信号；积分所述已滤波相位信号以产生积分信号；根据近似于与所述锁相环相关的调制响应曲线的传递函数来均衡所述积分信号，以产生已均衡信号；以及将所述已均衡信号和所述锁相环的相位信号合并起来，以产生解调信号。
18.如权利要求17所述的方法，其中，在所述锁相环相位解调器的第一操作模式中进行所述的积分所述已滤波相位信号，在所述锁相环相位解调器的第二操作模式中进行所述锁相环相位解调器的校准。
19.如权利要求18所述的方法，其中，所述锁相环相位解调器在所述第二模式下工作，所述方法还包括低通滤波所述已滤波相位信号，以产生输出信号并减小所述锁相环的环路带宽；将所述输出信号与参考信号合并起来，以产生合并信号；积分所述合并信号；根据所述传递函数均衡所述已积分的合并信号，以产生第二已均衡信号；以及将所述第二已均衡信号与所述相位信号合并起来，以产生校准信号。
20.如权利要求19所述的方法，其中，所述参考信号是单频率信号。
全文摘要
在实施例中，本发明公开了使用前馈误差校正的PLL相位解调器。通过校准均衡器以具有模拟PLL相位解调器的PLL的VCO的调制响应曲线的传递函数，可以进行前馈误差校正。在操作中，均衡器会接收由PLL的相位检测器产生的已滤波并已积分形式的误差信号。根据所校准的传递函数，均衡器滤波所接收的信号。均衡器的输出被提供给加法器以将已均衡信号与相位检测器产生的误差信号合并起来。可以使用包括适合的已校准均衡器在内的类似装置以解决PLL频率解调器中的相位跟踪误差。
文档编号H03K7/04GK1510829SQ20031010385
公开日2004年7月7日 申请日期2003年11月12日 优先权日2002年12月23日
发明者理查德·K·卡尔奎斯特, 理查德 K 卡尔奎斯特 申请人:安捷伦科技有限公司