专利名称：电压发生电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及在内部生成具有所需电压电平的电压的电压发生电路，尤其涉及利用电容元件的电荷泵操作生成不同于外部电源电压的电压电平的内部电源电压的电源电路的结构。
背景技术：
在半导体装置中，经常需要和系统电源提供的电压不同的电压电平的电压。例如，在非易失性存储器中，为了数据的写入和删除而需要正、负电压。在显示装置中，为了选择液晶元件等像素显示元件，向选通线传送正或负电压。在这种情况下，在半导体装置内部，根据可利用的电源电压生成需要的电压电平的电压后，作为电源电压提供给内部电路。内部电路将该内部电压作为操作电源电压将对应的信号线或节点驱动成内部电压电平。
根据从外部提供的电源电压生成内部电压的内部电压发生电路通常由利用电容元件的电荷泵操作的电荷泵电路构成。在电荷泵电路中，根据时钟信号等往复信号向电容元件的电极节点充电正或负电荷，通过把该充电电荷传送给输出节点，产生具有正或负的期望电压电平的内部电压。利用这种电容元件的电荷泵操作的内部电压发生电路广泛用作集成电路和显示装置的驱动电路等的内部电源电路。
在这种内部电源电路或内部电压发生电路中，从消耗内部电路等的内部电压的负载电路的稳定操作的观点来看，需要向负载电路提供稳定的具有恒定电压电平的电压。为了稳定该电压电平，在内部电源电路或内部电压发生电路中，通常利用以下的结构。即，监视电荷泵电路的输出电压电平，根据该监视结果选择性地激活电荷泵操作。通过选择性地激活电荷泵操作，当内部电压的绝对值小于目标值时，提供电荷，将内部电压维持在目标电压电平。
为了监视电压电平，通常使用比较基准电压和电荷泵电路的输出电压电平的比较电路。根据该比较电路的输出信号，控制电荷泵操作的激活/停用。通过将基准电压电平设定为不依赖于温度和制造参数的恒定电压电平，可以将电荷泵电路生成的内部电压(内部电源电压)的电平稳定地维持在基准电压所确定的电压电平。
作为用于内部电压的电压电平检测的比较电路，考虑利用差动放大器(运算放大器)。差动放大器包含接收基准电压和内部电压的差动级和设定该差动级的驱动电流的电流镜级。根据内部电压和基准电压之差，在差动级的晶体管对中产生电导差，根据该电导差和电流镜级产生的充电或放电用驱动电流，确定输出信号的电压电平。
当这些晶体管由MOS晶体管(绝缘栅型场效应晶体管)构成时，如果阈值电压是相同的，则差动级的晶体管对的驱动电流量主要由栅-源间电压确定，在差动级的晶体管对中，可以正确地产生对应于内部电压和基准电压之差的驱动电流量差。
但是，在制造过程中，由于参数变动或掩模位置偏差等在输入差动级的晶体管的阈值电压中产生偏差，造成该阈值电压差的主要因素是产生了偏移电压。偏移电压表示偏离了差动放大器理想状态时输入端子的“虚拟短路”状态的电压。
存在这种偏移电压时，不能正确地检测出内部电压和基准电压之差，不能将内部电压维持在所需电压电平，因此，把内部电压作为操作电源电压接收的负载电路的操作裕度下降。特别地，在液晶显示装置等中，驱动用于连接选择液晶元件的晶体管的选通线的信号电压电平从目标值变动时，不能在液晶元件中正确地产生对应于显示像素数据的电压，从而显示品质变差。
在液晶显示装置中，显示面板中用玻璃基板作为绝缘性基板，作为晶体管元件的低温多晶硅TFT(薄膜晶体管)用作构成要素。因此，晶体管元件的热处理不充分，阈值电压的偏差大到数百mV左右，差动放大器的偏移电压也大到不能忽视的程度。
因为要求精度，所以，基准电压通常是由高精度的基准电压发生电路基于电源电压生成的。因此，在内部电压比基准电压发生电路能生成的基准电压高时或在电压极性不同时，通过电阻分压等对该内部电压进行电平变换，生成与基准电压电平对应的被比较电压。为了在差动放大电路灵敏度最好的操作区域进行比较操作(差动放大操作)，对这样的内部电压进行电平变换(电平移动)。通过电阻分压电路对内部电压进行电平变换来生成被比较电压时，在差动放大器中，是偏移电压的电阻分压比的倒数倍的电压变成重叠在该输出电压上，比较操作/电平判定的误差变大。
在现有技术中，为了抑制对差动放大器(运算放大器)的偏移电压的输出电压的影响，向电容器充电偏移电压，在运算放大操作时，通过利用电容器的充电电压抵消了对偏移电压的输出电压的影响。即，在这些现有文献所示的构成中，基本上在输入信号接地的状态下以电压跟随器模式使差动放大器操作，将该输出电压充电到电容器，在差动放大操作时利用负反馈的偏移电压来抵消偏移电压，生成输出电压。
例如，JP58-135467A中，示出了利用运算放大器的电压比较电路的构成。在该文献中，通过电容器采样2个输入电压的差电压，这时，以电压跟随器模式操作运算放大器，把对接地电压的偏移电压累积在偏移补偿用电容器中。比较操作时，将该采样电容器和累积偏移电压的反向电压的补偿电容器串联连接，通过电容耦合在采样电容器中产生偏移电压的电压移位，然后将采样电容器的一个电极电位和接地电位进行比较来构成。在运算放大器中，正输入是接地的状态，提供给负输入的电压作为补偿了偏移电压的电压电平，输出对应于输入信号的2值信号。
因此，在现有技术构成的情况下，需要2个输入电压采样用电容器和偏移电压补偿用电容器以及2个电容器，电平判定电路部分的占有面积增大。在该文献的构成中，运算放大器的正输入一直是接地的，使提供给负输入的信号电压向和偏移电压相反的方向偏移，等价地使正输入的信号电压移位偏移电压后进行偏移补偿。向正输入提供信号时，没有考虑如何去补偿偏移电压，没有全面考虑如何利用2值判定结果信号。
JP62-261205A中，以电压跟随器模式使运算放大器操作并被负反馈的偏移电压累积在电容元件中，差动放大操作时，向正输入输入第一信号，通过电容元件向负输入传送第二信号。该文献仅是差动放大操作时进行偏移电压补偿的示意图，对于如何利用该输出信号未作任何考虑。
JP60-142610A中，偏移电压检测操作时短路差动输入，施加基准电压以电压跟随器模式使差动放大电路操作，把输出电压累积在电容元件中。比较操作时，分离差动输入并提供差动信号。这时，通过电容元件向负输入传送输入信号。该文献的构成和文献2的构成一样，对如何利用该输出信号未作任何考虑。
JP60-198915A中，采样采样电容元件中对象基准电压和输入信号的差动输入电位差，根据这时差动放大器中基准电源提供的基准电压以电压跟随器模式操作，把输出信号电压累积在补偿用电容元件中。比较操作时，采样电容的一个电极与基准电源连接，采样电容的另一个电极与差动放大电路的负输入连接，补偿用电容元件的电荷累积电极与基准电源连接，另一个电极与正输入连接。通过在差动输入中施加偏移电压和差动信号的差电压之和，抵消运算放大器的偏移的影响。在该文献中，放大对象基准电压和输入信号之差，该基准电压和输入信号之差通过采样电容元件检测出，需要采样电容元件和偏移补偿用电容元件等2个电容元件。未如何利用输出信号未作任何表示。
JP11-330874A中，示出了这样的构成以电压跟随器模式使运算放大器操作，在连接负输入的电平保持电容元件中累积偏移电压，放大操作时，给正输入施加输入信号来抵消偏移。在该文献中，作为无线通信装置的输入初级放大器，仅记载了利用运算放大器，对在其他电路的操作控制中利用运算放大器的输出信号的构成未作任何表示。
JP5-129848A中，示出了这样的构成偏移补偿操作时，短路差动输入并提供相同电压电平的信号，调整流过差动放大器的差动晶体管的电流，使得输出信号作为基准电压(电源电压的1/2)。在文献中，利用对应于后级电路的输入阈值电压的电压作为基准电压，将补偿偏移电压后的电压电平的基准设定为对应于后级电路的输入阈值电压的电压电平。在现有技术中，简单地示出了补偿差动放大器的偏移电压的情况，对后级电路中如何执行这种操作未作任何表示。
JP6-125228A中，以电压跟随器模式使2级差动放大器操作，在后级差动放大器的输入和输出中配置的第一和第二电容元件中累积初级放大器和后级放大器的输出电压，比较操作时，第二电容元件连接初级放大器的负输入，同事，向后级放大器的负输入提供基准电压。在该文献中，也示出了提供电容元件的累积电压补偿差动放大器的偏移电压的构成，提供D/A变换后的基准电压作为基准电压，该差动放大器用作逐次比较型A/D变换电路的比较电路，对用输出信号作为另一个电路的控制信号的情况未作任何表示。
在这些现有技术中，未对通过电阻分压电路对比较对象电压作电平变换时偏移电压被放大作任何考虑，未对抑制偏移电压被放大时的偏移电压的影响的构成作全面考虑。
发明内容
本发明的目的是提供一种能稳定地发生具有期望电压电平的内部电压的内部电压发生电路。
本发明的另一个目的是提供一种内部电压发生电路，具备电平判定电路，所述电平判定电路能不受差动放大器的偏移影响地判定内部电压的电平。
根据本发明的内部电源电路包含差动放大器，具有第一输入和第二输入；内部电压生成电路，激活时，根据电容元件的电荷泵操作生成内部电压；与差动放大电路的第一输入连接的补偿电容元件；第一开关电路，把基准电压和对应于内部电压的被比较电压的一方选择性地传送给差动放大电路的第二输入；第二开关电路，导通时，连接差动放大电路的输出和第一输入。第二开关电路导通时，第一开关电路选择基准电压提供给差动放大电路的第二输入，选择第一开关电路的被比较电压时，第二开关电路被设定为非导通状态。
当第二开关电路处于导通状态时，差动放大电路以电压跟随器模式操作，这时，提供第一开关电路向差动放大电路提供基准电压。旖旎厂，在电容元件中充电对基准电压的偏移电压，内部电压的电平判定时，提供第一开关电路选择被比较电压来进行和电容元件的充电电压的差动放大操作，得到抵消了偏移电压的输出电压，可以不受偏移电压影响地生成表示内部电压的电平判定结果的信号，通过正确地进行内部电压的判定来控制内部电压发生操作，可以稳定地生成所需电压电平的内部电压。
本发明的上述以及其他目的、特征、情况及优点将在以下结合附图的详细说明中变明了。
图1概略地示出了根据本发明实施例1的电源电路的结构；图2是一例图1所示差动放大器的结构；图3是图1所示电源电路操作的信号波形图；图4示出了图1所示电源电路的参考电压刷新时的连接图；图5示出了图1所示电源电路的电压电平检测时的连接图；图6概略地示出了一例发生图1所示控制信号的部分的结构；图7示出了图6所示控制信号发生部的操作的信号波形图；图8是一例图1所示正输入开关电路的结构图；图9是一例图1所示负反馈用开关电路的结构图；图10概略地示出了根据本发明实施例2的电源电路的结构；图11概略地示出了根据本发明实施例3的电源电路的结构；图12示出了一例图11所示差动放大器的结构。
具体实施例方式
(实施例1)图1概略地示出了根据本发明实施例1的电源电路的结构。图1所示的内部电压发生电路是通过输出布线(电源线)6向负载电路7提供输出电压Vo作为操作电源电压的电源电路。在以下的说明中，将该内部电压发生电路作为电源电路来说明。
电源电路包含差动放大器(比较电路)1，具有正输入(+；第二输入)和负输入(-；第一输入)，用于差动地放大提供给负输入节点ND1和正输入节点ND2的信号，把表示该差动放大结果的信号输出给输出节点ND3；电阻元件R1和R2，串联连接在输出线6和基准电位节点(接地节点)之间；开关电路2，根据控制信号1，选择电阻元件R1和R2的连接节点ND4上的电压Vod或基准电压VR，传送给正输入节点ND2；电容元件(补偿电容元件)C1，连接在差动放大器1的负输入节点ND1和接地节点之间；开关电路3，根据控制信号2，使差动放大器1的输出节点ND3和负输入节点ND1电耦合。
电阻元件R1和R2构成电阻分压电路，生成以电阻元件R1和R2的电阻比分割输出电压V0后的电压作为被比较电压Vod。该被比较电压Vod用下式表示。
Vod＝Vo·R2/(R1+R2)这里，电阻元件R1和R2的电阻值分别用相同的符号R1和R2表示。连接电阻元件R2的基准电位节点的电压电平为0V。
电源电路还包含“或”电路4，接收差动放大器1的输出信号和比较使能信号/CPE以及往复信号CLK；电荷泵电路5，根据“或”电路4的输出信号，按照内部包含的电容元件的电荷泵操作向输出线6提供电荷并生成输出电压。内部电压生成电路由“或”电路4和电荷泵电路5构成。
当“或”电路4的输出信号是对应于往复信号CLK的信号时，电荷泵电路5在内部进行预充电/电荷泵操作，向输出线6提供电荷。在实施例1中，从电荷泵电路5向输出线6提供正电荷，输出电压V0是正电压。
图2示出了一例图1所示的差动放大器1的结构。图2中，差动放大器1包含P沟道MOS晶体管(绝缘栅型场效应晶体管)Q1，连接在高侧电源节点ND10和内部节点ND11之间，其栅极连接内部节点ND12；P沟道MOS晶体管Q2，连接在高侧电源节点ND10和内部节点ND12之间，其栅极连接内部节点ND12；N沟道MOS晶体管Q3，连接在内部节点ND11和内部节点ND13之间，其栅极连接正输入节点ND2；N沟道MOS晶体管Q4，连接在内部节点ND12和内部节点ND13之间，其栅极连接负输入节点ND1；恒电流源10，连接在内部节点ND13和低侧电源节点ND14之间；P沟道MOS晶体管Q5，连接在高侧电源节点ND10和输出节点ND3之间，其栅极连接内部节点ND11；恒电流源11，连接在输出节点ND3和低侧电源节点ND15之间。
在高侧电源节点ND10上提供高侧电源电压VH，在低侧电源节点ND14和ND15上提供低侧电源电压VL。该低侧电源节点ND14和ND15可以是公共节点。
在图2所示的差动放大器1中，MOS晶体管Q1和Q2构成以MOS晶体管Q2为主的电流镜型负载，MOS晶体管Q3和Q4构成差动级。正输入节点ND2的电压电平比负输入节点ND1的电压电平高时，MOS晶体管Q3的电导比MOS晶体管Q4的电导大。MOS晶体管Q2提供MOS晶体管Q4的驱动电流，和流过该MOS晶体管Q2的电流相同大小的电流经MOS晶体管Q1流过，经MOS晶体管Q3放电。因此，内部节点ND11的电压电平下降，MOS晶体管Q5的电导增大，其驱动电流比恒电流源11的驱动电流量大，输出节点ND3发出的信号为高电平(逻辑高电平H电平)。
相反，正输入节点ND2的电压电平低于负输入节点ND1的电压电平时，MOS晶体管Q4的电导比MOS晶体管Q3的电导大，在MOS晶体管Q4中流过比MOS晶体管Q3大的电流。在这种状态下，MOS晶体管Q3不能放电由MOS晶体管Q1提供的电流，内部节点ND11的电压电平上升，MOS晶体管Q5的电导下降，其驱动电流量下降。MOS晶体管Q5的驱动电流量比恒电流源11的的驱动电流量小时，输出节点ND3输出的电压电平为低电平(逻辑低电平L电平)。
构成差动级的MOS晶体管Q3和Q4各自的源极节点公共地连接到内部节点ND13上。因此，这些MOS晶体管Q3和Q4的阈值电压相同时，可以根据提供给负输入节点ND1和正输入节点ND2的电压差在输出节点ND3正确地生成输出电压。但是，制造参数的偏差等在这些MOS晶体管Q3和Q4的阈值电压上产生差。该阈值电压差为与提供给负输入节点ND1和正输入节点ND2的电压之差对应的偏差，是产生差动放大器的偏移电压的主要原因。
用图1所示的电容元件C1抵消差动放大器1中的偏移电压。
此外，高侧电源电压VH和低侧电源电压VL可以对基准电压VR的电压电平进行差动放大操作，并且，在电压跟随器模式下的操作时，最好是可以生成具有和基准电压VR相同的电压电平的电压的电压电平。因此，要求高侧电源电压VH是大于等于基准电压VR的电压电平，低侧电源电压VL和高侧电源电压VH设定为能使“或”电路4进行二值操作的电压电平。
图3是表示图1所示电源电路操作的信号波形图。以下，参考图3说明图1所示电源电路的操作。
在时刻t0，比较使能信号/CPE从L电平(低侧电源电压VL电平)上升为H电平(高侧电源电压VH电平)，控制信号2被激活。响应控制信号2的激活，图1所示的开关电路3变为导通状态，差动放大器1的负输入节点ND1和输出节点ND3电连接。另一方面，同样地，开关电路2根据其逻辑电平发生变化的控制信号1选择基准电压VR。在该状态下，如图4所示，差动放大器1以电压跟随器模式操作，在输出节点ND3和负输入节点ND1上生成与提供给正输入节点ND2的基准电压VR对应的电压。因为在差动放大器1中存在偏移电压Vos，所以生成基准电压VR和差动放大器1的偏移电压Vos之和的电压VR+Vos，节点ND1的电压VR+Vos被充电到电容元件C1中。
比较使能信号/CPE为H电平时，“或”电路4的输出信号是H电平，禁止向电荷泵电路5传送往复信号CLK，电荷泵电路5停止电荷泵操作。
即，在差动放大器1的偏移电压检测/设定期间，差动放大器1以电压跟随器模式操作，给电容元件C1充电考虑了偏移电压的电压，使负输入节点ND1的电压电平偏移差动放大器1的偏移电压那么大的量。
在时刻t1，比较使能信号/CPE下降为L电平时，控制信号2被停用，开关电路3变为非导通状态。开关电路2根据控制信号1选择连接节点ND4发出的被比较电压Vod。在这种状态下，如图5所示，差动放大器1的负输入节点ND1和输出节点ND3分离，差动放大提供给正输入节点ND2的被比较电压Vod和负输入节点ND1的电压(电容元件C1的充电电压)，在输出节点ND3生成对应于该放大结果的信号。在该比较操作时，给电容元件C1充电与基准电压VR和偏移电压Vos之和对应的电压。因此，施加在正输入ND2上的被比较电压Vod仅相对降低偏移电压Vos的电压电平，差动放大器1的差动输入电压为Vod-(VR+Vos)。但是，在差动放大器1中，因为存在偏移电压Vos，施加在正输入节点ND2上的电压Vod的相对移动量被差动放大器1的偏移电压抵消，在输出节点ND3上输出对应于基准电压VR和输入电压Vod之差即Vod-VR的信号。
差动放大器1进行二值判定操作时，被比较电压Vod比基准电压VR高时，在输出节点ND3上生成H电平的信号，被比较电压Vod比基准电压VR低时，在输出节点ND3上生成L电平的信号。或者，也可以由差动放大器1模拟地进行差动放大操作，在“或”电路4中利用其输入逻辑阈值电压进行差动放大器1的输出信号的二值判定。
输出节点ND3的信号为H电平时，“或”电路4的输出信号固定为H电平，禁止向电荷泵电路5传送时钟信号CLK，电荷泵电路5的电荷泵操作被停止。另一方面，当输出节点ND3的信号为L电平时，“或”电路4作为缓冲器电路进行操作(比较使能信号/CPE为L电平)，向电荷泵电路5传送往复信号CLK，电荷泵电路5根据传送的往复信号CLK进行电荷泵操作，向输出线6提供正电荷，输出电压Vo的电压电平上升。通过反复进行这种操作，输出线6的输出电压Vo的电压电平变成与由基准电压VR和电阻元件R1及R2的分压比所决定的电压电平相等的电压电平。
在差动放大器1的差动放大操作时，将被比较电压Vod和负输入节点ND1的电压即VR+Vos相比较。假设，在差动放大器1中不进行偏移补偿，则在差动地放大基准电压VR和被比较电压Vod后控制电荷泵操作时，差动放大器1的输出信号变化，使得被比较电压Vod等于电压VR+Vos。这时，从电荷泵电路5输出的输出电压Vo用下式表示。
Vo＝VR·(1+R1/R2)+Vos·(1+R1/R2)因此，在差动放大器1中，不进行偏移补偿时，输出电压Vo比基准电压VR仅高出电压Vos·(1+R1/R2)。例如，在液晶显示装置的情况下，利用使用该液晶显示装置的系统的电源电压VDD作为基准电压VR。该电源电压VDD为现在通常使用的LSI(大规模集成电路)的电源电压值，为VR＝VDD＝3(V)。作为输出电压Vo的电平，当假定用作液晶显示装置的选通线驱动电路电源电压的电压电平为9(V)时，在完全不考虑差动放大器1的偏移电压的情况下，如果设定为R1/R2＝2，则可以得到具有9(V)的电压电平的输出电压Vo。在这种分压比的情况下，由于差动放大器1的偏移电压Vos，输出电压Vo比目标电压电平仅高出3·Vos。
但是，给电容元件C1充电考虑了差动放大器1的偏移电压Vos的基准电压，负输入节点ND1的电压变为VR+Vos时，差动放大器1的偏移电压分量被电容元件C1中存储的偏移电压分量Vos抵消，被比较电压Vod和基准电压VR相比较，根据比较结果，决定差动放大器1的输出信号的逻辑电平。即，差动放大器1在等价地将提供给正输入节点ND2的电压Vod+Vos和负输入节点ND1的电压VR+Vos相比较时，偏移电压Vos的分量等价地被差动放大器1的偏移电压抵消，可以正确地判定被比较电压的电平，从而能够将输出电压Vo设定为对应于基准电压VR的电压电平。这时，输出电压Vo用下式表示。
Vo＝VR·(1+R1/R2)电阻元件R1和R2用相同材料构成，因此，由于其周围温度和制造条件引起的电阻值的偏差被抵消，通过利用保证了电压精度的基准电压作为基准电压VR，可以正确地将输出电压Vo设定为不依赖周围温度和制造条件的电压电平。
差动放大器1的参考电位被保持在电容元件C1中，通过漏电流放电其累积电荷，其电压电平下降ΔV。因此，如图3所示，需要以固定的周期T反复进行从时刻t0到时刻t1间的偏移电压检测/设定操作，刷新参考电位。该偏移电压检测/设定(参考电位的刷新)周期考虑输出电压Vo容许的电压下降量，设定为适当值。例如，在液晶显示装置的情况下，逐个水平扫描期间地将比较使能信号/CPE设定为H电平(逐个水平扫描期间地进行参考电位的刷新)。或者，在每个垂直扫描期间进行偏移电压的检测和设定，进行参考电位的刷新。
往复信号CLK确定像素数据的传送周期时，可以通过计数往复信号CLK检测出水平扫描期间和垂直扫描期间，可以很容易地设定偏移电压的刷新操作的激活/停用定时。或者，往复信号CLK根据电荷泵电路5的电荷泵能力由内部的振荡电路生成往复信号时，比较使能信号/CPE根据选通线驱动定时信号(水平同步(驱动)信号或垂直同步(驱动)信号)确定停用定时(L电平设定期间)，进行偏移电压的检测和设定，进行参考电位的刷新。
在不同于该液晶显示装置的半导体装置中使用电源电路时，也可以在比较使能信号/CPE对往复信号CLK计数后，根据用于确定图3所示的刷新周期T和刷新执行定时的定时器的输出信号来生成。
图6示出了一例发生用于控制开关电路2、3的控制信号1、2的部分的构成。图6中，作为一个例子示出了根据往复信号CLK生成控制信号1、2的构成。
图6中，开关控制信号发生电路包含偏移刷新期间设定电路20，确定根据往复信号CLK检测和设定偏移电压的刷新期间，以固定周期激活比较使能信号/CPE；复合门21，根据比较使能信号/CPE和控制信号2生成控制信号1；单触发脉冲发生电路22，根据控制信号1以单触发脉冲的方式生成控制信号2。
复合门21等价地包含或门，接收控制信号2和比较使能信号/CPE；与门，接收或门的输出信号和比较使能信号/CPE并输出控制信号1。
图7是表示图6所示开关控制信号发生电路的操作的信号波形图。以下，参考图7说明图6所示的开关控制信号发生电路的操作。
偏移刷新期间设定电路20基于往复信号CLK的计数值以预定周期在预定期间停用比较使能信号/CPE(设定L电平)。响应比较使能信号/CPE的停用，复合门21发出的控制信号1变为H电平，相应地，单触发脉冲发生电路22发出的控制信号2变为H电平。控制信号1为H电平时，图1所示的开关电路2选择基准电压VR，根据控制信号2的H电平，开关电路3导通。
单触发脉冲发生电路22发出的控制信号2在经过预定期间后变为L电平时，图1所示的开关电路3变为非导通状态，差动放大器1的负输入节点ND1和输出节点ND3分离。控制信号2的H电平期间设定得比比较使能信号/CPE的H电平期间短。控制信号2为H电平且比较使能信号/CPE为L电平时，复合门21发出的控制信号1为L电平，图1所示的开关电路2选择被比较电压Vod。
开关电路3变为非导通状态后，通过将开关电路2设定为选择被比较电压Vod的状态，可以把电容元件C1的充电电压正确地设定为考虑了对基准电压VR的偏移电压之后的电压电平。
图6所示的偏移刷新期间设定电路20除利用往复信号CLK的构成外，也可以基于另外的信号，根据计数预定期间的定时器的输出信号使比较使能信号/CPE失效。
图8示出了一例图1所示开关电路2的结构。图8中，开关电路2包含反相器IV1，接收控制信号1并生成反转控制信号/1；COMS传输门SW1，根据控制信号1和/1选择性地导通，导通时，将被比较电压Vod传送给正输入节点ND2；COMS传输门SW2，根据控制信号1和/1与COMS传输门SW1互补地导通，导通时，将基准电压VR传送给正输入节点ND2。
当控制信号1为H电平时，COMS传输门SW2为导通状态，并且，COMS传输门SW1是非导通状态。因此，在这种状态下，将基准电压VR传送给正输入节点ND2。另一方面，控制信号1为L电平时，COMS传输门SW1为导通，COMS传输门SW2是非导通状态，向正输入节点ND2传送被比较电压Vod。
图9示出了一例图1所示开关电路3的构成。图9中，开关电路3包含反相器IV2，接收控制信号2；COMS传输门SW3，根据反相器IV2输出的反转控制信号/2和控制信号2而选择性地导通，导通时，将负输入节点ND1与输出节点ND3电耦合。
控制信号2为H电平时，COMS传输门SW3导通，负输入节点ND1和ND3电耦合。控制信号2为L电平时，COMS传输门SW3为非导通状态，负输入节点ND1与输出节点ND3电分离。
如这些图8和图9所示，开关电路2和3分别通过利用COMS传输门，能可靠地没有信号损失地传送模拟信号，能正确地将差动放大器的偏移电压抵消用电压充电到电容元件C1中。
在上述结构中，在检测和设定偏移电压的参考电位刷新操作期间，利用比较使能信号/CPE将“或”电路4的输出信号固定为H电平，禁止向电荷泵电路5传送往复信号CLK。从而，在参考电位刷新期间，电荷泵操作是自启动的，防止内部电压Vo偏离目标电压电平(绝对值变大)。但是，在差动放大器1的电压跟随器模式设定期间，当电荷泵电路5的输出电压Vo的电压电平的上升或下降不是问题时，特别地，可以不向“或”电路4输入比较使能信号/CPE(电荷泵电路5自启动地进行电荷泵操作)。
在电源电压VDD用作基准电压VR时，高侧电源电压VH比电源电压VDD高时，若“或”电路4接收该电源电压VDD作为操作电源电压，则即使不利用比较使能信号/CPE，“或”电路4的输出信号在参考电位的刷新期间内也固定为H电平，电荷泵电路5的传送操作被禁止。基准电压VR为“或”电路4的高侧电源电压和低侧电源电压的中间电压电平时，根据“或”电路4的输入逻辑阈值决定“或”电路4的输出信号的电压电平。
如上所述，根据本发明的实施例1，通过电压跟随器模式操作检测判定输出电压电平的差动放大器中的偏移电压并将补偿了偏移电压的基准电压累积在电容元件中，基于电容元件充电电压和被比较电压即逆向能够输出电压的电平判定，控制内部电压生成用的电荷泵操作。因此，可以不受电平判定用差动放大器的偏移电压影响地正确进行输出电压的电平判定，进行电荷泵操作，可以稳定地得到预定的电压电平的内部电源电压。
(实施例2)图10概略地示出了根据本发明实施例2的电源电路的结构。图10所示的电源电路和图1所示电源电路结构的不同之处在于以下几点。即，设置了电阻分割基准电压VR的电阻元件R3和R4的串联体。向开关电路2提供电荷泵电路5的输出电压Vo和来自电阻分压电路的分压电压VRD。图10所示的电源电路的其它构成和图1所示电源电路的构成相同，对应的部分赋予相同的参考符号，详细说明从略。
电阻元件R3和R4串联连接在基准电压供给节点和接地节点(基准电位源)之间，从连接节点ND20输出分压电压VRD。分压电压VRD用下式表示。
VRD＝VR/(1+R3/R4)开关电路2选择分压电压VRD和电荷泵电路5的输出电压Vo其中之一，传送给差动放大器1的正输入节点ND2。因此，差动放大器1的电压跟随器模式操作时，向其负输入节点ND1充电电压VRD+Vos。在差动放大操作时，差动放大器1比较输出电压Vo和电压VRD+Vos。因为差动放大器1具有偏移电压Vos，因此在差动放大操作时抵消其偏移电压分量，差动放大器1的输出信号成为对应于分压电压VRD和输出电压(内部电源电压)Vo之差的信号。输出电压Vo比分压电压VRD高时，差动放大器1的输出信号为H电平，电荷泵电路5禁止电荷泵操作，相反，分压电压VRD比输出电压Vo高时，差动放大器1的输出信号为L电平，激活电荷泵电路5中的电荷泵操作，使输出电压Vo的电压电平上升。即，根据差动放大器1的输出信号，电荷泵电路5的电荷泵操作受到控制，使得输出电压Vo变成和分压电压VRD及电压电平相等。因此，输出电压Vo用下式表示。
Vo＝VRD＝VR/(1+R3/R4)在图10所示结构的情况下，输出电压Vo即使是比差动放大器1的高侧电源电压VH低的电压电平或比系统电源电压VDD(＝VR)低时，也能得到具有所需电压电平的输出电压Vo。高侧电源电压VH要求是大于等于输出电压Vo的电压电平。基准电压VR等于系统电源电压VDD时，可以用该系统电源电压作为差动放大器1的高侧电源电压VH。
在图10所示电源电路的结构的情况下，基准电压VR是由电压精度高的基准电压发生电路生成的(利用不依赖温度和电源电压的基准电压发生电路)。由于电阻元件R3和R4用同一材料制作，可以抵消电阻元件R3和R4对温度和制造条件的依赖性，可以稳定地生成分压电压VRD。因此，可以不依赖周围温度和制造条件地稳定地得到具有所需电压电平的输出电压Vo。
如上所述，根据本发明的第二实施例，对基准电压进行电阻分压，用该分压电压作为对应于输出电压的参考电位，可以将比基准电压低的电压电平的输出电压正确地设定为所需电压电平。
此外，将图10所示的结构和图1所示的结构组合，通过利用分压电压VRD和分压被比较电压Vod，可以将输出电压Vo的电压电平设定为任意的电压电平，可以在差动放大器1的最灵敏的区域内进行比较操作。这时，输出电压Vo的电压电平用下式表示。
Vo＝VR·(1+R1/R2)/(1+R4/R3)(实施例3)
图11概略地示出了根据本发明实施例3的电源电路的结构。如图11所示的电源电路生成负电压Vn，通过输出布线36提供给负载电路37。
图11中，电源电路包含差动放大器31，比较正输入节点(第二输入节点)ND32和负输入节点(第一输入节点)ND31的电压，在输出节点ND33中生成与比较结果对应的信号；电阻元件R5和R6，串联连接在提供电源电压VDD的电源节点和输出布线36之间，并且在其连接节点ND34上生成分压电压Vnd；开关电路32，根据控制信号1选择基准电压VRN或分压电压(被比较电压)Vnd后，传送给正输入节点ND32；电容元件C2，连接在负输入节点ND31和接地节点之间；开关电路33，根据控制信号2而电耦合差动放大器31的输出节点ND33和负输入节点ND31；反相器40，接收差动放大器31的输出节点ND33上的信号；“或”电路34，接收反相器40的输出信号、比较使能信号/CPE和往复信号CLK；电荷泵电路35，根据“或”电路34的输出信号选择性地进行电容元件的电荷泵操作，生成负电压Vn。
激活时，电荷泵电路35根据往复信号CLK，通过电容元件的电荷泵操作，向输出布线36提供负电荷，生成负电压Vn。
电阻元件R5和R6构成分压电路。因此，通过电阻元件R5和R6作为被比较电压而生成的分压电压Vnd用下式表示。
Vnd＝(VDD-Vn)·R6/(R5+R6)在图11所示的电源电路中，差动放大器31的偏移电压的检测和设定操作以及比较操作和前面的实施例1相同。即，开关电路32选择基准电压VRN时，开关电路33导通，差动放大器31的输出节点ND33和负输入节点ND31电耦合。在这种状态下，差动放大器31以电压跟随器模式操作，在负输入节点ND31上呈现电压VRN+Vos，该电压作为参考电压向电容元件C2充电。这里，差动放大器31的偏移电压用符号Vos表示。
在比较操作时，开关电路33为非导通状态，开关电路32选择分压电压Vnd作为被比较电压。差动放大器31的结构在后面说明，但具有偏移电压Vos时，正输入节点ND32的电压等价地成为Vnd+Vos，通过差动放大器31比较电压Vnd+Vos和电容元件C2中累积的参考电压Vos+VRN后，将比较结果输出到输出节点ND33。因此，在图11所示的结构中，差动放大器1的输入电压中的偏移电压Vos被抵消，比较分压电压Vnd和基准电压VRN，在输出节点ND33中生成对应于比较结果的信号。
差动放大器31的比较操作和前面的实施例1及2一样，当差动放大器31进行二值判定操作时，如果分压电压Vnd高于基准电压VRN，则向输出节点ND33输出H电平的信号，反之，向输出节点ND33输出L电平的信号。
通过反相器40反转差动放大器31的输出信号。因此，分压电压Vnd高于基准电压VRN时，反相器40的输出信号为L电平，“或”电路34将往复信号CLK传送给电荷泵电路35，向输出布线提供负电荷，使输出电压Vn的电压电平下降。
另一方面，分压电压Vnd低于基准电压VRN时，反相器40的输出信号为H电平，“或”电路34禁止传送往复信号CLK，禁止电荷泵电路35的电荷泵操作。因此，负的输出电压Vn的电压电平维持在分压电压Vnd等于基准电压VRN的电压电平上。即，负的输出电压Vn维持在满足下式关系的电压电平上。
Vnd＝VRN＝(VDD-Vn)·R6/(R5+R6)若用电压Vn整理上式，则得到下式。
Vn＝VDD-VRN·(1+R5/R6)即，在图11所示的生成负电压Vn的电源电路中，电荷泵电路35发出的输出电压Vn的电压电平如果比基准电压VRN规定的电压电平低，则负电压Vn是比规定值还低的电压电平，变成深度的负状态，这时，电荷泵操作停止。另一方面，负输出电压Vn高于基准电压VRN规定的电压电平时，由于负电压Vn尚未达到预定的电压电平，所以在电荷泵电路35中不进行电荷泵操作。从而，能得到所需电压电平的负电压Vn。
根据图11所示的构成，用于确定进行偏移电压检测/设定的参考电位刷新期间的控制信号/CPE在该期间内设定为H电平，停止电荷泵电路35的电荷泵操作。但是，和实施例1一样，在偏移电压的检测/设定期间，如果输出电压Vn变化的电压范围是可容许的程度，则不需要向“或”电路提供比较使能信号/CPE。
控制信号1和2可以用与实施例1中利用的控制信号发生电路相同的结构来生成。
图12示出了一例图11所示差动放大器31的结构。图12中，差动放大器31包含恒电流源42，连接在高侧电源节点ND40和内部节点ND42之间；P沟道MOS晶体管Q10，连接在内部节点ND42和ND43之间，其栅极连接正输入节点ND32；P沟道MOS晶体管Q11，连接在内部节点ND42和ND44之间，其栅极连接负输入节点ND31；N沟道MOS晶体管Q12，连接在内部节点ND43和低侧电源节点ND45之间，其栅极连接内部节点ND44；N沟道MOS晶体管Q13，连接在内部节点ND44和低侧电源节点45之间，其栅极连接内部节ND44；恒电流源44，连接在高侧电源节点ND41和输出节点ND33之间；N沟道MOS晶体管Q14，连接在输出节点ND33和低侧电源节点ND45之间，其栅极连接内部节点ND43。
向高侧电源节点ND40和ND41提供高侧电源电压VH，向低侧电源接点ND45提供低侧电源电源电压VL。高侧电源电压VH可以等于电源电压VDD，也可以是与其不同的电压电平。低侧电源电压VL可以是接地电压，也可以是与其不同的电压电平。这些电压VH和VL的电压电平根据基准电压VRN的电压电平进行设定。图11所示的反相电路40、“或”电路34和电荷泵电路35使用这些高侧电源电压VH和低侧电源电压VL作为操作电源电压，从而，电荷泵电路35可以正确地根据负电源电压Vn的电压电平进行电荷泵操作，生成预定电压电平的负电源电压Vn。
在图12所示的差动放大器结构中，MOS晶体管Q10和Q11构成差动级，MOS晶体管Q12和Q13构成电流镜型负载。正输入节点ND32的电压电平高于负输入节点ND31的电压电平时，MOS晶体管Q10的电导小于MOS晶体管Q11的电导。在MOS晶体管Q12和Q13中流过相同大小的电流，和该MOS晶体管Q11的供给电流相同大小的电流经MOS晶体管Q13向低侧电源节点ND45放电。因此，MOS晶体管Q12全部放电来自MOS晶体管Q10的电流，内部节点ND43下降为低电平，MOS晶体管Q14的电导变小。当MOS晶体管Q14的电导变小时，不能放电来自恒电流源44的供给电流，节点ND33的电压电平变为H电平(高侧电源电压VH电平)。
相反，正输入节点ND32的电压电平比负输入节点ND31的电压电平低时，MOS晶体管Q10的电导变得比MOS晶体管Q11的电导大，MOS晶体管Q10的驱动电流量比MOS晶体管Q11的驱动电流量大。和MOS晶体管Q11的驱动电流量同样大的电流经MOS晶体管Q13放电，和流过MOS晶体管Q13的电流同样大的镜电流流经MOS晶体管Q12。因此，此时MOS晶体管Q12不能放电来自MOS晶体管Q10的供给电流，节点ND43的电压电平上升，MOS晶体管Q14的电导增大，放电来自恒电流源44的电流。MOS晶体管Q14通过全部放电来自恒电流源44的驱动电流，使输出节点ND33的电压电平变为L电平(低侧电源电压VL电平)。
因此，利用输出驱动晶体管Q14选择性地进行恒电流源44的驱动电流的放电，从而根据提供给正输入节点ND32和负输入节点ND31的电压差，可以输出H电平和L电平的信号。
此外，在图12所示的差动放大器31的结构中，即使提供给正输入节点ND32和负输入节点ND31的电压是负电压电平，也能正确地进行比较操作。
在图11所示的电源电路的结构中，也可以是利用差动放大器31模拟地进行放大操作，通过反相器40的输入逻辑阈值对该输出信号进行二值判定的构成。
在图11所示的电源电路的结构中，可以利用这样的结构当基准电压VRN是负电压电平时，和前面的实施例2一样，通过电阻分压电路对该负的基准电压(VRN)进行电平移动，在差动放大器中比较负输出电压Vn和电平移动后的基准电压。但是，这时，负基准电压VRN变成比输出电压Vn还负的电压电平的电压。差动放大器31的低侧电源电压VL需要在偏移电压检测和设定操作时以电压跟随器模式操作后，向电容元件C2充电负电源电压Vn的参考电位，而变为负电压。高侧电源电压VH可以是电源电压VDD或接地电压电平。
如上所述，根据本发明的实施例3，即使在发生负电压的情况下，也能利用电容元件的充电电压，以便抵消用于电压电平判定的差动放大器的偏移电压，正确地生成所需电压电平的负电压。
根据本发明的内部电压发生电路，除了用作电源电压的电压之外，可以用作生成具有所需电压电平的内部电压的电路。如上所述，可以用作用于产生交流驱动液晶显示装置的液晶所需的负电压和正电压的电路。在一般的半导体装置中，可以用作用于产生不同于电源电压和接地电压的所需电压电平的内部电压的电路。因此，根据本发明的内部电压发生电路不限于电源电路，可以用作产生具有所需电压电平的内部电压的电路。
尽管详细地说明了本发明，但这只是示例，不是限定性的，本发明的精神和范围由所附的权利要求限定。
权利要求
1.一种电压发生电路，包括差动放大电路，具有第一输入和第二输入；内部电压生成电路，至少根据上述差动放大电路的输出电路而选择性地被激活，在激活时，根据电容元件的电荷泵操作来生成内部电压；与上述差动放大电路的第一输入连接的补偿电容元件；第一开关电路，把基准电压和对应于上述内部电压的被比较电压中的一方选择性地传送给上述差动放大电路的第二输入；第二开关电路，在导通时，连接上述差动放大电路的输出和上述第一输入；其中，上述第二开关电路导通时，上述第一开关电路选择上述基准电压提供给上述差动放大电路的第二输入，而在选择上述第一开关电路的上述被比较电压时，上述第二开关电路被设定为非导通状态。
2.根据权利要求1所述的电压发生电路，其中上述内部电压生成电路包括选通电路，根据上述差动放大电路的输出信号来选择性地传送时钟信号；电荷泵电路，根据上述选通电路的输出信号，选择性地激活电荷泵操作，激活时，通过电荷泵操作生成上述内部电压。
3.根据权利要求2所述的电压发生电路，其中当规定上述第二开关电路的导通期间的模式控制信号指示上述第二开关电路为导通状态时，上述选通电路禁止向上述电荷泵电路传送上述时钟信号。
全文摘要
本发明提供一种电压发生电路。将基准电压(VR)作为输入信号使电荷泵电路(5)的输出电压(Vo)的电平判定用的差动放大器(1)以电压跟随器模式操作，通过其输出电压对电容元件(C1)进行充电。之后，进行对应于输出电压的被比较电压(Vod)和充电到电容元件中的电压的比较操作，生成输出信号，根据差动放大器(1)的输出信号，选择性地激活电荷泵电路的电荷泵操作。提供稳定地产生期望电压电平的内部电压的电源电路。
文档编号H03F3/45GK1630186SQ200410088189
公开日2005年6月22日 申请日期2004年10月14日 优先权日2003年12月19日
发明者飞田洋一 申请人:三菱电机株式会社