电流转换电路、放大器、便携式终端的制作方法

专利名称：：电流转换电路、放大器、便携式终端的制作方法
技术领域：
：本发明涉及利用通过模拟信号连续地转换多个电路块的特性的可变增益放大器和可变衰减器、使用于电源等的电流转换电路、使用了电流转换电路的放大器、具有电流转换电路的便携式终端。
背景技术：
：存在许多必须通过模拟信号转换多个电路块的情况。例如，通过模拟信号连续地转换增益不同的多个放大器，而构成可变增益放大器，或通过模拟信号连续地转换衰减量不同的多个衰减器，而构成电子音量等，在许多领域中，通过模拟信号的连续的转换方式都有用。作为上述领域，可以举出移动电话和笔记本型个人计算机及PDA(PortableDigitalAssistant便携式数字辅助设备)等便携式终端。作为这样的转换方式之一，在非专利文献1中公开了组合了双极型晶体管和电流源来转换放大器的电路。图11中表示非专利文献1中记载的电路图。在该电路形式中，通过改变用VCTRL1和VCTRL2表示的控制电压生成电路的两个控制电压值，就能够使I1、I2、I3、I4表示的流入到端子中的电流值变化。例如，若将VCTRL2的电压值固定设为1.5V，使VCTRL1的电压值从0.5V向2.5V变化，则如图12所示，各个晶体管的基极电压值就变化。通过该基极电压值的变化，I1、I2、I3、I4表示的流入到端子中的电流值如图13所示连续地变化。此外，由于全部的晶体管的电流值的总和由连接着晶体管的发射极的电流源的电流值决定，所以总是等于一定的值。(非专利文献1)“ALow-NoiseWidebandVariable-GainAmplifierUsinganInterpolatedLadderAttenuator”，ISSCCDigestofTechnicalPapers，pp.280-281，Feb.1991在图11中表示的电路的情况下，在控制电压生成电路VCTRL1中，在控制电压不足1.83V时，最大500μA左右的电流从转换电路流入到控制电压生成电路中，在大于或等于1.83V时，最大250μA左右的电流从控制电压生成电路流入到电流转换电路中。此外，在控制电压生成电路VCTRL2中，在控制电压生成电路VCTRL1的控制电压不足0.75V时，最大100μA左右的电流从控制电压生成电路流入到电流转换电路中，但在控制电压生成电路VCTRL1的控制电压大于或等于0.75V时，最大650μA左右的电流从电流转换电路流入到控制电压生成电路VCTRL2中。这样，控制电压生成电路必须进行能够通过根据控制电压流出电流或流入电流的双极型工作。此外，在本模拟实验中使用的晶体管，若基极电压差不是200mV左右，就不能完全地转换电流，但从图12可知，难以确保基极的电压差。因此，难以增加转换电路个数，例如若将转换电路个数增加到8个路径，则其转换特性如图14所示，电流转换控制电压密集在控制电压的中央附近，难以得到均匀的转换特性。另外，研究的结果表明，在现有电路中，在控制电压生成部中不仅需要进行双极型工作，而且有如下问题。在现有电路中，有许多对控制电压决定转换特性的参数，包括与发射极连接的电流源的电流值、与基极连接的电流源的各个电流值、连接在基极间的各个电阻值等，难以进行对于控制电压的转换特性的设计。为了使转换特性陡峭，就需要增大各个基极电压的差，但为了形成这样的状态，作为控制电压，就需要相当高的电压，就难以象电池驱动的便携式设备等那样的在3V的电源电压下使用，产生使用范围变窄的问题。
发明内容本发明的目的在于提供一种即使是3V的低电压的电源电压，也能够容易地控制电流路径的转换，能够扩宽可使用范围的电流转换电路，以及使用了它的放大器和使用了它的便携式终端。为了达到上述目的，本发明的电流转换电路的特征在于，具有差动对和恒流部，所述差动对具有两个控制端子和两个电流转换端子及一个共用端子，第一差动对的共用端子连接到恒流部，第二差动对的共用端子连接到第一差动对的第二电流转换端子，以后，第n差动对的共用端子连接到第(n-1)差动对的第二电流转换端子(n是大于或等于2的整数)，设有参考电压部，分别向第一差动对到第n差动对的第一控制端子供给电位不同的参考电压，使施加给第一差动对到第n差动对的第二控制端子的控制电压变化的控制部，被设置为在第一差动对到第n差动对的各个第一电流转换端子和第n差动对的第二电流转换端子之间转换电流。根据上述结构，在差动对由NPN型的双极型晶体管或N型的场效应晶体管构成的情况下，从电压高于共用端子的控制端子侧的电流转换端子流入电流，另一方面，在差动对由PNP型的双极型晶体管或P型的场效应晶体管构成的情况下，从电压低于共用端子的控制端子侧的电流转换端子放出电流(流出)。在上述结构中，由于转换电流路径时的控制电压与参考电压基本一致，所以作为参考电压部，若使用单纯的电阻分割，则能够仅用该电阻值容易地设定电流转换电压。此外，在上述结构中，由于使用了差动对而不向控制部流入电流，因此，在上述控制部中不需要现有技术这样的双极型工作，能够简化控制部。并且，在上述结构中，若较低地设定各参考电压，就能够将控制电压设为低电压，因此，即使是3V的低电压的电源电压，也能够容易地控制电流路径的转换，并能够扩大能使用的范围。利用以下的记载，能够明确本发明的另外的目的、特征和优点。此外，在参照各附图的下面的说明中能明白本发明的好处。图1是本发明的电流转换电路的第一实施方式的电路的方框图。图2是使用了双极型晶体管的本发明的第一实施方式的电路图。图3是表示图2中表示的电流转换电路的电流转换特性的曲线图。图4是使用了N型MOSFET的本发明的第二实施方式的电路图。图5是表示图4中表示的电流转换电路的电流转换特性的曲线图。图6是表示在图4中表示的电流转换电路中，变更了参考电压设定电阻的电阻值的情况下的电流转换特性的曲线图。图7是使用了P型MOSFET的本发明的第二实施方式的一个变形例的电路图。图8是在使用了N型MOSFET的电流转换电路中，使用P型MOSFET进行了电流折回(折り返す)的本发明的第三实施方式的电路图。图9是表示图8中表示的电路的电流转换特性的曲线图。图10是作为第四实施方式，表示通过相互连接本发明的电流转换电路和增益不同的放大器而得到的可变增益的放大器的一例的电路方框图。图11是现有的电流转换电路的一例的电路图。图12是表示图11中表示的电路的基极电压的控制电压特性的曲线图。图13是表示图11中表示的电路的电流转换特性的曲线图。图14是表示在图11中表示的电路中将转换电路路径个数设为为8个路径的情况下的电流转换特性的曲线图。具体实施例方式基于图1至图10，关于本发明的电流转换电路的各实施方式的说明如下。(第一实施方式)图1是表示本发明的电流转换电路的内容的方框图。在上述电流转换电路中，三个差动对D1、D2、D3相互叠置地级联(cascade)。该差动对中，方框上方的两个端子是电流转换端子，下方的端子是与电流源连接的共用端子，左右的端子各自成为控制端子。在由NPN型的双极型晶体管或N型的场效应晶体管构成差动对的情况下，从电压高于共用端子的控制端子侧的电流转换端子流入电流。在由PNP型的双极型晶体管或P型的场效应晶体管构成差动对的情况下，从电压低于共用端子的控制端子侧的电流转换端子流出电流。第一差动对的共用端子与恒流电路CS(恒流部)连接，第二的差动对的共用端子与第一差动对的第二电流转换端子连接。各个差动对中的单侧输入与参考电压生成电路(基准电压部)RVC连接。从该参考电压生成电路RVC生成电压按VR1、VR2、VR3的顺序排列的参考电压(基准电压)。各差动对D1、D2、D3的另一个输入分别与控制电压生成电路(控制部)CVC连接。一般地，控制电压生成电路CVC输出的电压VS1、VS2、VS3为VS＝VS1＝VS2＝VS3。若使用本发明的电流转换电路，则在转换电流路径时的控制电压VS与参考电压基本一致。作为参考电压生成电路RVC，若使用单纯的电阻分割，则能够仅用该电阻值容易地设定用于电流转换的各参考电压。下面，图2中表示本发明的第一实施方式的第一例的电路图。在该电路中，作为差动对的元件，使用了NPN型的双极型晶体管。由于双极型晶体管的电流放大率是100左右，故将应转换的总电流值设为100μA。由使用了R1至R5表示的各电阻的单纯的电阻分割来形成参考电压生成电路RVC，将该电阻和基极电流限制电阻全部设为100kΩ。电源电压(VDD)是5V。通过由Q1和Q2构成的电流镜电路，将100μA的转换电流变换成Q2的输入电流而作为电流源使用。Q3和Q4两方的发射极连接到该Q2的集电极，上述Q3和Q4形成差动对(差动电路)。Q3的集电极(第一电流转换端子)成为第一电流的流入端子I1-1。Q4的集电极(第二电流转换端子)还连接到由Q5和Q6形成的差动对的各发射极，Q5的集电极(第一电流转换端子)成为第二电流流入端子I2-1，Q6的集电极(第二电流转换端子)与下一个差动对的发射极连接。这样，通过相互叠置地纵联连接差动对，就能够自由地设定转换电路个数。在本实施方式中，通过叠置4级差动对，就分别形成了5个各电流流入端子I1-1、I2-1、I3-1、I4-1、I4-2。作为100μA的电流源，可以在VDD与Q1之间使用适当的电阻来单纯地构成。此外，为了减小元件变化性和电源电压依赖性等，最好采用一种电路，该电路使用了其特性不随带隙(bandgap)电源电路等元件特性和温度而变化的电源电路。或者，根据情况，也考虑使用具有能消除该电流转换电路所具有的温度特性等的特性的电源电路。下面，关于上述结构的工作进行说明。在控制电压VS比第一参考电压的VR1充分低的情况下，Q4的基极/发射极间的电压低，Q4关断，且全部电流从I1-1端子流入Q3。随着控制电压VS上升并接近于第一参考电压的VR1，Q4的基极/发射极间的电压变得高起来，电流也向Q4流出。若控制电压VS与第一参考电压的VR1一致，则流入Q3和Q4的电流相同。在该状态下，由于控制电压VS比第二参考电压的VR2充分低，故Q6的基极/发射极间的电压低，由于Q6关断，故流入Q4的电流就全部从I2-1端子流入Q5。另外，由于控制电压VS上升超过第一参考电压的VR1，因此流入Q3的电流逐渐减少，大部分电流流入Q4。同样的工作也对Q5和Q6、Q7和Q8、Q9和Q10适用，电流按照I1-1/Q3→I2-1/Q5→I3-1/Q7→I4-1/Q9→I4-2/Q10过渡转换。图3中表示流入各个晶体管的电流变化的曲线图。再有，在本实施方式中，作为转换电路个数表示了五个电路，但也可以自由地设定从三个电路到数十个电路等。在实际的特性中，随着控制电压VS增高，总电流值略微减少。这是因为，形成各差动对的晶体管的基极电流从控制电压生成电路CVC和参考电压生成电路RVC流入决定总电流的Q2，所以实际的集电极电流与设定电流相比，基极电流部分变小，另一方面，由于控制电压VS越增高，在基极电流就越增加，所以控制电压VS越增高，在集电极电流就越变小。R6到R9是为了限制基极电流而附加的电阻。在没有该电阻的情况下，控制电压VS一变为一定以上时，Q4的基极电流与应转换的总电流值一致，变得不能流入来自外部的电流。此外，该电阻值过高时，实际进行转换的电压比设定转换的电压仅高出由电阻值和基极电流的积计算出来的压降的部分。从而，最好将来自能容许的转换设定电压的偏移量，设为用基极电流分割后的值左右。此外，在参考电压生成电路RVC的电阻低的情况下，参考电压生成电路RVC的消耗功率变大。若使用高电阻值，则产生不能得到要求的集电极电流，或实际的转换电压低于按电阻分割比决定的转换电压等的问题。幸而转换电压由于参考电压生成电路RVC的电阻而变化的方向和转换电压由于基极电流限制电阻而变化的方向相反，因此，若选择适当的电阻值，则能够减小转换电压误差。在本实施方式的电流转换电路的例子中，在该双极型晶体管的情况下，由于发射极电阻的影响，为了完全转换差动对的电流，而需要350mV左右的电压差。在发射极电阻充分小的硅双极型晶体管的情况下，差动对的转换为120mV左右。调整重叠量的部件能够通过如下方法使重叠量增加在形成差动对的晶体管的发射极和与其连接的成为电流源的晶体管的集电极之间放入电阻，或将差动对的晶体管达林顿连接等通常的降低差动放大器的增益所使用的方法。此外，反之，若使用提高增益的装置，则能够减小重叠量。在本实施方式中使用了NPN型双极型晶体管，但若使用PNP型双极型晶体管，则能够作为第二例，制成不转换电流的流入而转换电流的输出(流出)的电路。(第二实施方式)图4表示本发明的第二实施方式的电路图。在该电路中，作为元件，使用N型的MOSFET。全部元件的Idss是1mA左右的元件。电源电压设为5V。R1是用于设定总电流的电阻。由于需要100μA作为电流值，故在本次使用的MOSFET中电阻R1为45.5kΩ。利用由Q1和Q2构成的电流镜电路，将该电流变换成Q2的流入电流，作为电流源进行工作。为了改善温度特性的和提高对元件变化性的耐性，也可以将该部分变换成带隙参考(reference)等的电路。在本实施方式中，作为简单的电路的例子，使用了利用单纯电阻的电流设定。Q3和Q4、Q5和Q6、Q7和Q8、Q9和Q10分别形成差动对。此外，R2到R6生成对于转换信号的参考电压VR1、VR2、VR3、VR4。全部的电阻值设为50kΩ。在转换元件是MOSFET的情况下，由于不向栅极流入电流，因此，若流经参考电压生成电路RVC的电流与栅漏电流相比十分大，使用尽可能高的电阻就能够减少参考电压生成电路RVC的消耗电流。但是，为了得到高电阻值，在IC上就需要相当长的电阻，芯片面积变大，故在本次设计中设为50kΩ。此外，该参考电压生成电路RVC使用了单纯的电阻分压电路，但也可以在要求高精度的部分中，使用带隙参考等。图5中表示该电路中的电流转换特性。在使用了MOSFET的情况下，与双极型晶体管不同，不流过栅电流，因此，不管控制电压VS如何，总转换电流都一定。此外，与双极型晶体管相比，gm(相互导电率)低，故转换的重叠量大，成为平稳的转换特性。此外，作为参考电压生成电路RVC的各电阻R2～R6，全部使用了相同的电阻值，但也可以通过改变电阻值，自由地设定转换电压。例如，图6中表示了将R2和R4设为100kΩ，将R3和R5设为50kΩ，将R6设为200kΩ的情况的电流变化。该情况下可知，电流相同的控制电压VS与用电阻分压分割了电源电压5V后的1V、1.5V、2.5V、3V一致。在使用了该电路的MOSFET的情况下，为了完全地转换差动对的电流，作为输入电压差需要约0.5V左右，因此，经常发现向多个电流路径流电流的电流的叠加。通过增大栅极(gate)宽度等增大MOSFET的gm(相互导电率)，就能够减小该重叠量。反之，通过减栅极宽度，也能增大重叠量。另外，如第一实施方式所述，使用在差动放大器的增益和线性调节中使用的装置，能够进行重叠量的调整。在本实施方式中，由于使用N型的MOSFET构成电路，因此，就成为控制流入的电流的形式，但如图7所示，通过使用P型的MOSFET，也能将流出电流的形式的电流转换电路作为第二例构成。(第三实施方式)作为可转换的电流源，较多情况下流出型比流入型容易使用。如前所述，能够通过使用P型的MOSFET和PNP型的双极型晶体管构成电流转换电路来实现。但是，一般的用卧式制成IC上的PNP型的双极型晶体管的情况较多，且电流放大率等的特性显著差的情况多。此外，随着差动对的级数增加，由于MOSFET的源极/漏极间或双极型晶体管的发射极/集电极间的电压积累，作为恒流源进行工作的最高电压降低，就导致特性的劣化。因此，如图8所示，在本发明的第三实施方式中，使用由N型的MOSFET制成电流转换电路，并由P型的MOSFET构成的电流镜电路折回该流入的电流后输出电流(流出)的电路结构。由此，能够不通过电流路径使作为恒流源工作的最高电压变化，而在从VDD扣除了P型MOSFET能够作为恒流源工作的源极/漏极最低电压后的电压以下，可以得到要求的特性。图9中表示电流转换特性。另外，在P型的MOSFET的电流镜电路中，通过相互改变各MOSFET的栅极宽度(一部分，栅极宽度也可以相同)，能够变更各个通路的电流值。在到此为止的电路中，总电流成为一定的值，由于叠加而有少许不同，但基本上流向各个电路通路的电流一定。但是，根据电路，有时设定因通路而不同的电流较好。该情况下，通过将使用于该密勒电路的P型MOSFET的栅极宽度设定为各个适当的值，就能够自由地设定通路的电流。此外，在折回的电流镜电路中使用了PNP型的双极型晶体管的情况下，通过相互改变各双极型晶体管的发射极面积，就能够得到同样的效果。在该例子中，在电流转换电路和折回电路中使用了MOSFET，但也可以将某一方或两方设为使用了双极型晶体管的电路。但是，该情况下与MOSFET不同，需要考虑因基极电流而产生的误差。不过，与一般作为MOSFET的恒流源工作的最低源极/漏极间电压相比，双极型晶体管的发射极/集电极间电压低，并且，作为集电极电流的集电极电压依赖性的初期电压也是双极型晶体管的高，因此，双极型晶体管的恒流特性优良。从而，可以根据用途考虑最佳组合。(第四实施方式)通过将本发明的电流转换电路组合在可变增益的多个放大器和无源衰减器中，就能够构成能够在低增益时实现高线性的可变增益的本发明涉及的放大器。图10中表示该结构的方框图。A1到A4是通过使流入到控制端子中的电流变化可变增益的放大器。此外，若控制电流等于0，则上述放大器完全不工作。放大器A1～A4在工作时具有一定的线性，在完全没有工作的状态下也完全不产生失真。作为用C1表示的电流转换电路，可以使用图8中表示的能够流出电流的电路。除此之外也可以使用图7中表示的电路和使用了PNP型双极型晶体管的电路等其他电路。下面，关于工作进行说明。控制控制电流，在放大器A1正在工作的状态下，其他的放大器关断。作为线性的参数，若考虑输入换算失真(IIP3、3rdOrderIntermodulationInterceptPoint)，则该状态下的IIP3就与放大器A1的相等。若使控制电流变化，且放大工作完全从放大器A1转移到放大器A2，则放大器整体的增益就等于从放大器A2的增益减去了衰减器B1的衰减率。该工作状态下的IIP3就等于在放大器A2的IIP3上加上衰减器B1的衰减率，放大器整体的IIP3就增加。这样地，在放大器A4正在工作时增益变得最小，这时的增益等于从放大器A4的增益中减去了衰减器B1、B2、B3的衰减率的和。这时的IIP3等于在放大器A4的IIP3上加上衰减器B1、B2、B3的衰减率的和，与单个的放大器A1相比，能够大幅度地改善线性。这样制成的可变增益放大器在高增益时低噪声，能够随着增益变低而提高线性。此外，在上述放大器的电路形式中，即使在锂电池等能生成的3V左右的电源电压下也可以充分地进行工作。在无线的便携式终端中，由于接收功率在周围的环境中变化很大，故在接收特性中需要宽的动态范围。在这样的便携式终端中，在接收功率强的情况下，由于充分得到信号与噪声的比即C/N比，故便携式终端的接收部的噪声特性和高增益不太重要，但由于强的接收信号，在上述接收部中不发生失真的线性就很重要。此外，在接收功率小的情况下，在接收部中几乎没有失真，但由于C/N比不充分，故接收部的放大器就必须要高增益且低噪声。通过将本发明的放大器应用于这样的便携式终端的用途中，就能够在上述便携式终端中得到优良的接收特性。本发明的电流转换电路中，即使在3V的低电源电压下，也可以容易地构成具有许多转换路径的转换电路，因此，能够很好地利用于电池驱动的便携式终端的放大器等中。为了解决上述课题，本发明的电流转换电路的特征在于，具有差动对和恒流部，所述差动对具有两个控制端子和两个电流转换端子及一个共用端子，第一差动对的共用端子与恒流部连接，第二差动对的共用端子与第一差动对的第二电流转换端子连接，以后，第n差动对的共用端子与第(n-1)差动对的第二电流转换端子连接(n为大于或等于2的整数)，设置分别向第一差动到第n差动对的第一控制端子供给电位不同的参考电压的参考电压部，使施加给第一差动对到第n差动对的第二控制端子的控制电压变化的控制部，被设置为在第一差动对到第n差动对的各个第一电流转换端子和第n差动对的第二电流转换端子之间转换电流。根据上述结构，在差动对由NPN型的双极型晶体管或N型的场效应晶体管构成的情况下，从电压高于共用端子的控制端子侧的电流转换端子流入电流，另一方面，在差动对由PNP型的双极型晶体管或P型的场效应晶体管构成的情况下，从电压低于共用端子的控制端子侧的电流转换端子放出电流(流出)。在上述结构中，由于转换电流路径时的控制电压与参考电压基本一致，所以作为参考电压部，若使用单纯的电阻分割，则能够仅用该电阻值容易地设定电流转换电压。此外，在上述结构中，由于使用了差动对而不向控制部流入电流，因此，在上述控制部中不需要现有技术这样的双极型工作，能够简化控制部。并且，在上述结构中，若较低地设定各参考电压，就能够将控制电压设为低电压，因此，即使是3V的低电压的电源电压，也能够容易地控制电流路径的转换，并能够扩大能使用的范围。作为第一例，上述电流转换电路可以为以下结构差动对由NPN型的双极型晶体管或N型的场效应晶体管构成，第一晶体管的发射极或源极(以下记为发射极)与第二晶体管的发射极相互连接形成差动对，成为第一差动对的第一控制端子的基极或栅极(以下记为基极)与第一参考电压连接，第二差动对的第一基极与高于第一参考电压的第二参考电压连接，以后，第n差动对的第一控制端子与第n参考电压连接，所述第n参考电压高于连接着第(n-1)差动对的第一基极的第(n-1)参考电压，通过与控制部连接成为第一差动对到第n差动对的第二控制端子的第二基极，随着控制部的输出电压变高，电流流入的目的地就向成为第一差动对的第一电流转换端子的第一集电极或第一漏极(以下记为第一集电极)到第n差动对为止的第一集电极、成为第n差动对的第二电流转换端子的第二集电极进行变化。在上述结构中，由于作为差动对，使用由NPN型的双极型晶体管或N型的场效应晶体管构成的结构，因此，能够调整多个电流路径的电流的流入量。在上述结构中，在使用双极型晶体管的情况下，仅从控制部向差动对流入电流，不向控制部流入电流。从而，控制部不需要进行双极型工作。此外，在使用了场效应晶体管的情况下，几乎不从控制部向差动对流入电流。因此，上述结构能够及其简化控制部的结构。作为取代第一例的第二例，上述电流转换电路可以为如下的结构差动对由PNP型的双极型晶体管或P型的场效应晶体管构成，第一晶体管的发射极或源极(以下记为发射极)与第二晶体管的发射极相互连接形成差动对，成为第一差动对的第一控制端子的基极或栅极(以下记为基极)与第一参考电压连接，第二差动对的第一基极与低于第一参考电压的第二参考电压连接，以后，第n差动对的第一基极与第n参考电压连接，所述第n参考电压低于连接着第(n-1)差动对的第一基极的第(n-1)参考电压，通过与控制部连接成为第一差动对到第n差动对的第二控制端子的第二基极，随着控制部的输出电压变低，电流流出的目的地就向成为第一差动对的第一电流转换端子的第一集电极或第一漏极(以下记为第一集电极)到第n差动对的第一集电极、成为第n差动对的第二电流转换端子的第二集电极进行变化。在该第二例的电路结构中，与先前的第一例的电路结构不同，能够调整多个电流路径的电流的流出量。一般地，容易使用转换电流供给的一方，该电路能转换这样的电流供给。关于控制电流，与先前的电路相反，在使用了双极型晶体管的情况下，是电流从各差动对向控制部流入的一个方向。在使用了场效应晶体管的情况下，几乎不流过控制电流。或者，对于第一例的电流转换电路的各差动对的集电极，也可以分别设置使用了PNP型的双极型晶体管或P型的场效应晶体管的电流镜电路，以便将电流的流入向电流的流出折回。在该电路中，进行与第二例中表示电路的相同的工作，但由于由电流镜电路构成电流流出电路，故仅在电流路径中放入一个晶体管，就可以将能保证电流一定的电压的上限扩大到接近电源电压的上限，并可以扩大能供给一定电流的电压范围。此外，由于成为从控制部向电流转换电路流入电流的形式，故容易构成控制部。上述的折回的电流镜电路的各晶体管的发射极面积或栅极宽度也可以相互不同。与现有电路相比，本发明的电流转换电路由于使用纵向(级联)连接的差动对(差动电路)的转换，因此，几乎不向控制部流入电流，成为流出或流入电流，并不需要双极型工作。在本发明中，由于能够根据参考电压一致地设定电流转换电压，因此设定容易，自由度高。另外，在本发明中，若是硅系的双极型晶体管，就能在100mV～200mV左右中转换电流，因此，在高电压的情况下，当然，即使在3V左右的低电源电压中，也能够容易地构成具有多个转换路径的电流转换电路。发明的详细的说明项乃至具体的实施方式或实施例都彻底明确了本发明的技术内容，不限定于这样的具体例的狭义的解释，可以在本发明的主旨和权利要求的范围内做各种各样的变更。权利要求1.一种电流转换电路，其特征在于，具有差动对和恒流部，所述差动对具有两个控制端子和两个电流转换端子及一个共用端子，第一差动对的共用端子连接到恒流部，第二差动对的共用端子连接到第一差动对的第二电流转换端子，以后，第n差动对的共用端子连接到第(n-1)差动对的第二电流转换端子(n是大于或等于2的整数)，设有参考电压部，分别向第一差动对到第n差动对的第一控制端子供给电位不同的参考电压，使施加给第一差动对到第n差动对的第二控制端子的控制电压变化的控制部，被设置为在第一差动对到第n差动对的各个第一电流转换端子和第n差动对的第二电流转换端子之间转换电流。2.如权利要求1所述的电流转换电路，其中，作为差动对，由NPN型的双极型晶体管或N型的场效应晶体管构成，第一晶体管的发射极或源极(以下记为发射极)与第二晶体管的发射极相互连接而形成差动对，成为第一差动对的第一控制端子的基极或栅极(以下记为基极)连接到第一参考电压，第二差动对的第一基极连接到比第一参考电压高的第二参考电压，以后，第n差动对的第一控制端子连接到第n参考电压，所述第n参考电压高于连接着第(n-1)差动对的第一基极的第(n-1)参考电压，通过将成为第一差动对到第n差动对的第二控制端子的第二基极连接到控制部，随着控制部的输出电压升高，电流的流入目的地从成为第一差动对的第一电流转换端子的第一集电极或从第一漏极(以下记为第一集电极)向直至第n差动对的第一集电极、成为第n差动对的第二电流转换端子的第二集电极变化。3.如权利要求1所述的电流转换电路，其中，作为差动对，由PNP型的双极型晶体管或P型的场效应晶体管构成，第一晶体管的发射极或源极(以下记为发射极)与第二晶体管的发射极相互连接而形成差动对，成为第一差动对的第一控制端子的基极或栅极(以下记为基极)连接到第一参考电压，第二差动对的第一基极连接到比第一参考电压低的第二参考电压，以后，第n差动对的第一基极连接到第n参考电压，所述第n参考电压比连接着第(n-1)差动对的第一基极的第(n-1)参考电压低，通过将成为第一差动对到第n差动对的第二控制端子的第二基极连接到控制部，随着控制部的输出电压变低，电流的流出目的地从成为第一差动对的第一电流转换端子的第一集电极或第一漏极(以下记为第一集电极)向直至第n差动对的第一集电极、成为第n差动对的第二电流转换端子的第二集电极变化。4.如权利要求2所述的电流转换电路，其中，对于各差动对的集电极，将使用了PNP型的双极型晶体管或P型的场效应晶体管的电流镜电路分别设置为使电流的流入返回到电流的流出。5.如权利要求4所述的电流转换电路，其中，返回的电流镜电路的晶体管的发射极面积或栅极宽度不同。6.如权利要求1所述的电流转换电路，其中，将场效应晶体管用作差动对的晶体管。7.如权利要求2至5任一项所述的电流转换电路，其中，将场效应晶体管用作差动对的晶体管。8.一种放大器，其特征在于，具有权利要求1至6的任一项所述的电流转换电路。9.一种放大器，其特征在于，具有权利要求7所述的电流转换电路。10.一种便携式终端，其特征在于，具有权利要求1至6的任一项所述的电流转换电路。11.一种便携式终端，其特征在于，具有权利要求8所述的放大器。12.一种便携式终端，其特征在于，具有权利要求9所述的放大器。全文摘要本发明提供一种电流转换电路、使用了它的放大器、具有它的便携式终端，所述电流转换电路能够利用模拟地转换多个电流路径的电路，容易地进行控制特性的设计和控制部的设计，在低电源电压中也能够工作。本发明的电流转换电路多级地叠置差动对(D1～D3)，将差动对(D1～D3)的单侧分别连接到参考电压生成电路(RVC)的参考电压(VR1～VR3)，将另一方连接到控制电压生成电路(CVC)，从而构成电流转换电路。通过构成这样的电路结构，能够由参考电压生成电路(RVC)一致地决定转换电压的设定，还能够设定为恒定电压。此外，控制电压生成电路(CVC)可仅用流出电流或吸入电流的双极型工作来进行控制。文档编号H03F3/68GK1629762SQ200410104728公开日2005年6月22日申请日期2004年10月9日优先权日2003年10月9日发明者川村博史申请人:夏普株式会社