专利名称：数字脉冲宽度调制装置及方法
技术领域：
本发明涉及到数字脉冲宽度调制的装置及方法，尤其是涉及到关于音频与视频信号的数字脉冲宽度调制的装置与方法。
背景技术：
数字脉宽调制器(PWM)广泛地应用在娱乐电子设备及其它领域中。现有的数字脉宽调制器需要较高的脉冲宽度时间分辨率，例如，在0到20kHz的声频范围内，它需要大约100MHz的时钟频率。根据ErickBresch，Wayne T.Padgett所著的“基于-TMS320C67的引入新型反馈策略的数字音频功率放大器设计”，在数字PWM中高调制度情况下存在相对强的非线性失真。
当使用西格马-德尔塔调制(SDM)时，对于音频信号只需要较低的时钟频率，例如2到4MHz，而输出信号则趋向于是脉冲-密度-调制信号，因为信号相关的脉冲密度其不适合例如D类放大，所以在脉冲不理想的情况下，这将导致非线性失真。尤其是，根据A.J.McGrath，M.B.Sandler1995年4月31发表在电子文学中的“功率数字到模拟变换...”，在西格马-德尔塔调制情况下不能确保是恒定的脉冲频率。
与A、AB类放大器相比，D类放大器具有非常低的功率损耗而且一般由PWM信号驱动。大家知道，为了最小化由时间量化所引起的失真，数字脉宽调制器需要PWM信号的高时间分辨率。到目前为止，数字输入信号借助于多(比特)位西格马-德尔塔调制器在振幅分辨率上有所降低，例如8比特适合大于80dB的动态范围，然后具有低分辨率的量化信号馈送给脉冲宽度调制器。一方面，如已经提到，因为脉冲宽度信号(8比特对应于256个不同的脉冲宽度)相对高的时间分辨率，所以需要超过100MHz的高时钟频率，另一方面，用这种方法产生的脉冲-宽度-调制信号不能没有非线性失真，因为它不是脉宽调制信号而是在控制环路中的反馈的振幅量化信号，所以这两个信号在基带范围内是完全不相同的，即，在0到20kHz的音频范围内。因此，对于脉宽调制信号的量化噪声没有被西格马-德尔塔调制器中的控制环路最佳地抑制。
除了它的电路较复杂性外，根据多伦多ECE大学的Jorge Varona所著，“利用西格马-德尔塔和脉冲宽度调制的电源数-模转换”，已知的数字PWM方法同样也需要较高的工作时钟频率。在图6中，描绘的是一种数字脉冲宽度调制器的典型结构。由于脉宽调制信号15′的线性化，数字输入信号1是非常有利地插入在内插滤波器10中，然后利用西格马-德尔塔调制器中的噪音整形器23在振幅分辨率上进行限制。然而，因为噪音整形器23对量化的PWM信号15′不做处理，而在脉冲宽度调制器24的脉冲宽度调制之前仅仅量化振幅信号，所以实际的量化噪声和时间量化的PWM信号15′只能是次最佳地被抑制。数字PWM信号15′通常在随后的后置滤波器16中滤波，最好在放大器装置(没有描述)中信号放大之后进行。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种数字脉冲宽度调制的装置和方法，在随着电路复杂性的降低而较大的输入信号带宽情况下，借助于该装置和方法可能在放大器装置中获得高线性度和低功率损耗。
根据本发明，其目的是借助于权利要求1和权利要求11中详细说明的数字脉冲宽度调制装置和根据权利要求12的数字脉冲宽度调制的方法来达到的。
基于本发明的思想，实质上在于使用脉冲宽度调制信号作为数字控制环中的反馈信号并且对其进行线性化。因此，提供具有多位量化的改进西格马-德尔塔(sigma-delta)调制器，指定一些分别对应脉冲宽度的量化级，然后它们将作为控制环路中的反馈信号。
在本发明中，开始提到的问题尤其是通过提供适合数字脉冲宽度调制的装置而解决，该装置包括(a)用于对滤波器输入信号进行滤波的滤波器装置；(b)用于量化滤波器装置的滤波输出信号的量化装置；(c)PWM映像变换器装置，其从量化装置的输出信号中产生数字PWM信号；和(d)反馈环路，其用于将数字PWM信号反馈给环路输入信号并通过相减产生滤波器输入信号。
以这样的方式，对于音频信号即使在PWM信号较低时间分辨率的情况下，例如在八个不同脉冲宽度(3比特)的350kHz脉冲频率的情况下，也能够获得高线性度以及以致好到相等于没有失真。此外，保证恒定的脉冲频率，以致在不对称的脉冲情况下没有线性失真发生。由于这个原因，本发明特别适合D类放大器的PWM信号的产生，此外，由于相对低的脉冲频率，导致在下游的放大器装置或开关输出级功率损耗非常小。与已有技术相反，根据本发明，数字PWM信号是直接在改进的噪音整形器中处理，这将导致数字PWM信号较高的线性度以及基本上不需要数字输入信号的任何插入。
本发明相应主题内容的有利发展和改进可以在下面的权利要求中找到。
根据优选的方案，在滤波器装置中提供与量化装置的采样率不同的采样率。
根据更进一步优选的方案，PWM信号的脉冲频率对应于量化装置的采样频率而且比滤波器装置的采样频率小2N的系数，N对应于量化装置的比特数。
根据更进一步优选的方案，PWM有恒定的脉冲频率。
根据更进一步优选的方案，该量化装置的输出信号幅值可以在PWM映像变换器装置中变成PWM信号的脉冲宽度。
根据更进一步优选的方案，至少提供两个类似的经过负载彼此在输出端连接的反馈环路，也就是说为了在负载上产生差分的PWM信号，在两个环路上提供彼此相关而相反的环路输入信号。
根据更进一步优选的方案，为了数字PWM信号的放大与/或滤波，在PWM映像变换器的下游提供了放大器装置与/或滤波器装置，它连接到同样与模-数转换器连接的电压电源，它的输出信号连接到控制环路中的乘法器。
本发明的示范性的实施例在下面的说明书内容和附图中将得到得更详细的描述，其中图1显示根据本发明第一实施例的数字PWM装置的方框图；图2显示为解释本发明第二实施例的数字PWM装置的方框图；图3显示为解释本发明第三实施例的数字PWM装置的方框图；图4显示为解释本发明实施例细节的滤波器装置的方框图；图5显示为解释根据图4的细节的方框图；图6显示已知数字PWM装置的方框图；图7显示为解释本发明第四实施例的数字PWM装置的方框图；图8显示为解释本发明第五实施例的数字PWM装置的方框图；和图9显示为解释本发明第六实施例的数字PWM装置的方框图。
具体实施例方式
在这些图中，相同的参考数字表示相同的或者功能相同的元件部分。
图1中表示的是数字PWM装置，在其中数字输入信号1被处理变成数字环路输入信号10′，最好是在内插装置10中，例如内插滤波器。接着是求和点+，滤波器输入信号10″馈送给滤波器装置11，例如环路滤波器。滤波器装置11利用滤波器采样率12工作并且输出滤波器输出信号11′，它被馈送给量化装置13。改进的西格马-德尔塔调制器由滤波器装置11和量化装置13组成，数字信号11′在环路滤波器11输出端的量化装置13中进行振幅量化。量化装置13按照独立的量化采样率14工作。
量化装置13的输出信号13′随后由PWM映像变换器装置15转换成数字PWM信号15′，其是按照由量化装置13的振幅量化而获得时间分辨率进行的。然后，以这样一种方法产生的PWM信号15′在控制环路17中反馈，而且在求和点+与环路输入信号10′相减，以致于产生滤波器输入信号10″。后置滤波器装置16更好地滤波数字PWM信号15′，后置滤波器装置16最好安排在放大器装置(没有描绘)的下游。因为较宽的频谱彼此接近，没有插入，所以根据图1，可选择内插装置10仅仅适合用于简化PWM下游的后置滤波器16。
因为量化装置13的输出信号13′的各个振幅值在PWM映像变换器装置15中变为不同的脉冲宽度，所以滤波器装置11按照与量化装置13不同的采样率12工作。滤波器装置11的采样率12与量化装置13的采样率14的比值是从PWM信号15′的分辨率中获得，例如2N＝采样率12/采样率14，N对应于量化装置13的比特数而2N对应于可能的脉冲宽度的数目。根据量化装置13的采样率14，在这里获得PWM信号15 ′的恒定的脉冲频率，其是相对于滤波器装置11的采样率12按照2N的系数减少的。
图2显示与图1相比较扩展的结构。在图2中图解说明以不同的结构实现根据图1的数字脉冲宽度调制器。这个不同的数字PWM的实施例实质上是基于图1中两个类似的单端的实施例，输入信号1、-1，或者环路输入信号10′、-10′，分别彼此相关转换。两个单端的环路在后置滤波器装置16下游经过负载18彼此连接。
图3中描绘的是根据本发明的另一个数字脉冲宽度调制的实施例。数字输入信号1同样可选择馈送给内插装置10，最好是内插滤波器，并且形成环路输入信号10′。接着在求和点+，提供环路信号21′并且施加给量化装置13。量化装置13按照采样率14工作而且传递量化的输出信号13′给PWM映像变换器装置15。
根据图1中在PWM映像变换器装置15中产生的数字PWM信号15′，一方面发送到后置滤波器装置16，而另一方面在反馈环路22中在求和点+从环路信号21′中相减，产生滤波器输入信号10″，滤波器输入信号10″在滤波器装置19中滤波，滤波器装置19按照采样率12工作。滤波器装置19的滤波器输出信号11′与环路输入信号10′相加用于产生另外环路21的环路信号21′。根据图3，图解说明的实现的是具有类似于西格马-德尔塔调制器情况下的“误差反馈”结构的控制环路，滤波器装置19是这种结构采用的。
图4显示4阶滤波器装置11相关应用设备，滤波器装置具有四个积分器I1、I2、I3和I4。根据图4，滤波器输入信号10″乘以系数a0、a1、a2、a3并且经过相应的积分器I1到I4以及经过附加系数α、β的传送而产生滤波器输出信号11′。其后跟随的是量化装置13和相应的量化输出信号13′。根据图4的环路滤波器提供更可取的4比特的量化分辨率，它被优化适合于100的过采样系数。举例来说，从而在音频范围内获得适合于8MHz和4比特的滤波器采样率12，这对应于16种不同的脉冲宽度，根据图1单端的80dB信噪比(SNR)+THD的，以及根据图2差动接法情况下的93dB SNR+THD的PWM信号15′的分辨率，脉冲频率是8MHz/2N＝500kHz。
为了滤波器装置11在过载情况下的稳定，根据图5积分器中的数值可以通过限制器20来限制。此外，复位可以在PWM开始时，按照0s的短序列在控制环路17、17′、21、22的输入端进行。
在图7中描绘的是另一个实施例，它类似根据图1的实施例。提供给放大装置16T作电压25，同样也馈送给模-数转换器26。然后数字化的工作电压27在相乘装置X与数字PWM信号15′相乘，还要流入控制环路17。
另一方面，正常的D类放大器实质上是简单开关放大器，它没有工作电压抑制而具有简单的设计。因此工作电压上的干扰直接地影响输出信号并且可能导致失真和加权信噪比的减小。然而，根据第四实施例，工作电压上的干扰电压被数字化。在这个数字化干扰信号27的帮助下，然后为了补偿，输出信号根据D类输出级16而改变并且以相应转化的形式馈送到脉冲宽度调制器的输入。因为模-数转换器26仅仅数字化了干扰电压，从而仅仅影响控制环路17的数字反馈信号15′的脉冲振幅，但是没有改变反馈信号15′的脉冲沿，整个动态范围不受模-数转换器26的限制。
因此，模-数转换器26可以具有比PWM调制器低得多的分辨率。此外，数字脉冲宽度调制器的稳定性不受模-数转换器26的影响。发生开关放大器16的输出信号失真或者扭曲通常导致在工作电压25上形成干扰。这些干扰(即，非理想的放大)是根据图7中的实施例进行纠正。
放大器装置16的作用可以描述为数字PWM信号15′与它的工作电压25相乘。图7的实施例基于放大器信号的模拟，其中放大器装置16的工作电压25是数字地记录，而PWM信号的振幅是与数字化工作电压信号27在反馈路径17中相乘地修改。然后工作电压干扰或者波动的发生是通过控制环路17中的反馈来纠正。根据图7，在内插装置10中选择插入后，要放大的数字输入信号1馈送到数字脉冲宽度调制器，该数字脉冲宽度调制器是根据图1中的实施例进行修改的。PWM映像变换器15根据粗略量化的PWM信号13′产生相应的PWM信号15′。
模-数转换器26数字化放大装置16的工作电压25并且用数字PWM信号15′乘以它，因此其对应于开关放大器的输出信号(除信号电平之外)。结果，数字脉冲宽度调制器也记录工作电压25上的干扰，所以通过控制环路17中的信号变换抑制了干扰。由放大装置16的开关操作所引起的自干扰也因此记录并且相应地被纠正。因为对于自干扰的环路增益被选择为明显地小于1，所以控制环路总是保持稳定，因为工作电压25作为跨越负载的电压降通常在相同的比率下没有变化(在图7中没有描绘)。模-数转换器26的分辨率可以适合于工作电压25的动态范围，以致PWM信号的分辨率不受变换器分辨率的限制。
本发明的第五实施例描绘在图8中，它类似于根据图2的实施例。根据图8的实施例同样具有图7中的扩充部分，即用于将工作电压25转换成为数字信号27的模拟数字转换器单元26，数字信号27分别经过相乘装置X在两个多股绞合线17、17′中耦合。具有两个相同多股绞合线的这种差分接法的性能基本上与图2的实施例一致。因为两个放大装置16适当地提供相同的工作电压，所以两个信号通路只需要一个模-数转换器16(在图8中没有描绘)。
根据图8的数字脉冲宽度调制器与后续的D类放大倍数具有完全不同的设计，即使利用工作电压信号25的粗的量化也能保持完整的系统动态范围，因为干扰完全地是倍增的。因此，模数变换器26的量化噪声也没有被放大，例如，在输入具有零信号的情况下。对于PWM输出信号振幅的精确模拟，为了在控制环路获得振幅模拟，即尽可能精确，必须确定工作电压源25内阻与放大器16内阻的比值。
图9中描绘的是本发明的第六实施例，它以图3实施例为基础。这里，修改也包括数字化信号27的生成，其根据出现在放大器装置16的工作电压在模-数转换器26中产生的。这个数字化工作电压信号27在控制环路22中与数字化PWM信号15′相乘地结合。利用根据图9的“误差反馈”结构，环路滤波器19具有修改的传递函数，如根据图3所描述的。
虽然已经根据如上所述几个典型实施例描述了本发明，但是它不局限于这些而是可以以多种方式进行修改。
例如，因为脉冲宽度的较低数量而PWM信号的脉冲动态地变形的情况下，可以借助于检查表将校正值引入到控制环路，从而即使存在完全取决于放大器装置(没有示出)中的脉冲宽度的变形的情况下，也可以获得数字脉冲宽度调制器的线性频谱。除这些外，4阶的滤波器装置，或者滤波器装置与/或量化装置的4和3个比特分别被认为是通过例子的方式给出的。根据本发明，也可以容易地实现带通PWM。
名称清单1输入信号10 内插装置，例如内插滤波器10′ 环路输入信号10″ 滤波器输入信号11 滤波器装置，尤其是环路滤波器11′ 滤波器输出信号12 滤波器采样率13 量化装置13′ 量化装置的输出信号14 量化装置的采样率15 PWM映像变换器15′ 数字PWM信号16 放大器装置与/或滤波器装置，尤其是放大器下游的后置滤波器17 控制环路17′ 并行的类似控制环路18 负载19 滤波器装置(误差反馈结构)20 积分器的限制装置21 控制环路20′ 环路信号20 控制环路23 噪声整形器(西格马-德尔塔调制器)24 脉冲宽度调制(PWM)25 工作电压26 模-数转换器27 数字化的工作电压信号I， I1-I4积分器a0-a4系数αβ 系数+求和点-相减
权利要求
1.一种数字脉冲宽度调制装置，其中包括(a)用于对滤波器输入信号(10″)滤波的滤波器装置(11)；(b)用于量化滤波器装置(11)的滤波输出信号(11′)的量化装置(13)；(c)脉宽调制(PWM)映像变换器装置(15)，其用于根据量化装置(13)的输出信号(13′)而产生数字PWM信号(15′)；和(d)反馈环路(17)，其用于将数字PWM信号(15′)反馈到环路输入信号(10′)并且通过相减产生滤波器输入信号(10″)。
2.根据要求1所述的装置，其特征在于还设置了一种内插装置(10)，尤其是内插滤波器，用于从输入信号(1)中产生环路输入信号(10′)。
3.根据权利要求1或者2所述的装置，其特征在于还设置后置滤波器装置(16)用于滤波PWM信号(15′)。
4.根据前述权利要求之一所述的装置，其特征在于在滤波器装置(11)中提供与量化装置(13)的采样率(14)不同的采样率(12)。
5.根据前述权利要求之一所述的装置，其特征在于所述PWM信号(15′)的脉冲频率对应于量化装置(13)的采样频率(14)，而且比滤波器装置(11)的采样频率(12)小2N的系数，N对应于量化装置(13)的比特数。
6.根据前述权利要求之一所述的装置，其特征在于所述PWM信号(15′)具有恒定的脉冲频率。
7.根据前述权利要求之一所述的装置，其特征在于量化装置(13)的输出信号(13′)的振幅值可以在所述PWM映像变换器装置(15)中转变成所述PWM信号(15′)的脉冲宽度。
8.根据前述权利要求之一所述的装置，其特征在于提供至少两个类似的反馈环路(17、17′、11、13、15)经过负载(18)在输出端彼此连接，在两个环路上提供彼此相反的环路输入信号(10′、-10′)用于在负载(18)上产生差分的PWM信号。
9.根据前述权利要求之一所述的装置，其特征在于提供具有4比特分辨率的量化装置(13)的4阶环路滤波器作为滤波器装置(11)。
10.根据前述权利要求之一所述的装置，其特征在于为了过载情况下的稳定，在滤波器装置(11)中提供限制装置(20)用于限制积分器(I)的输出值。
11.一种数字脉冲宽度调制的装置，其中包括(a)在第一反馈环路(21)中用于对滤波器输入信号(10″)滤波的滤波器装置(19)；(b)用于量化环路信号(21′)的量化装置(13)；(c)PWM映像变换器装置(15)，其用于从量化装置(13)的输出信号(13′)中产生数字PWM信号(15′)；和(d)第二反馈环路(22)，其用于将数字PWM信号(15 ′)反馈到环路输入信号(21′)同时通过相减产生滤波器输入信号(10″)，可以通过环路输入信号(10′)和滤波器输出信号(11′)相加产生环路信号(21′)。
12.根据前述权利要求之一所述的装置，其特征在于在PWM映像变换器下游设置了放大器装置与/或滤波器装置，用于数字PWM信号的放大与/或滤波，而且它连接到同样与模-数转换器连接的电压电源，其输出信号连接到控制环路中的乘法器。
13.数字脉冲宽度调制方法，该方法包括下列步骤(a)在滤波器装置(11)中对滤波器输入信号(10″)进行滤波；(b)在量化装置(13)中量化滤波器装置(11)的滤波器输出信号(11′)；(c)在PWM映像变换器装置(15)中从量化装置(13)的输出信号(13′)中产生数字PWM信号(15′)；和(d)在反馈环路(17)中将数字PWM信号(15′)反馈到环路输入信号(10′)并且产生滤波器输入信号(10″)。
14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于包括执行带通脉冲宽度调制。
15.根据权利要求13或14所述的方法，其特征在于在PWM映像变换器(15)下游设置放大器装置与/或滤波器装置用于数字PWM信号(15′)的放大与/或滤波，而且它连接到同样与模-数转换器(26)连接的电压电源(25)，其输出信号(27)连接到控制环路(17；22)中的乘法器，工作电压信号(25)在模-数转换器(26)中被数字化并且耦合到控制环路(17、17′、22)。
全文摘要
本发明提供了一种用于数字脉冲宽度调制的装置，其包括(a)用于对滤波器的输入信号(10″)进行滤波的滤波器装置(11)；(b)用于量化滤波器装置(11)的滤波输出信号(11′)的量化装置(13)；(c)脉宽调制(PWM)映像变换器装置(15)，其用于根据量化装置(13)的输出信号(13′)而产生数字PWM信号(15′)；和(d)反馈环路(17)，其用于将数字PWM信号(15′)反馈到环路输入信号(10′)并且通过相减产生滤波器输入信号(10″)。本发明还涉及一种数字脉宽调制的方法。
文档编号H03F3/217GK1742429SQ200480002847
公开日2006年3月1日 申请日期2004年1月29日 优先权日2003年1月31日
发明者克里斯托夫·布劳恩 申请人:印芬龙科技股份有限公司