专利名称：使用载波参考信号对称调制的低失真d类放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及D类开关型放大器并且具体应用到D类模拟功率放大器，特别是音频频率放大器。
背景技术：
提供以下的描述来帮助读者理解本申请人所要分析的电路，同时还帮助读者理解电路发明的相关知识。但，通过其所公开的这些参考既不试图，本身也不提供任何承诺，而是根据全球任何国家的法律公开这些通用的知识具有新颖性或显而易见性的评定。
所知的几种商用的开关型放大器模式包括D类放大器。许多使用中的系统包括输出连接到具有脉冲宽度调制的调制输入的第一伺服循环放大器。脉冲宽度调制器的输出连接到输出开关级的输入。负反馈路径连接到给伺服放大器的输入输出的输出开关级而放大器的输入连接到伺服放大器的输入。该系统可以概念性地作为饲服循环放大器的输出，并做为误差信号的积分，而该误差信号与所度量输出开关级的输出信号和放大器的输入信号之间的差别成比例。该积分的误差信号被反馈到所述的调制输入。
在一些系统中的脉冲宽度调制器包括一个三角波振荡器，其输出信号作为提供给比较器输入的载波参考信号。在一些不多见的系统中，该载波参考信号是锯齿波形而非三角板形。该饲服饲服饲服循环放大器的输出还提供给比较器的输入。该比较器和三角波振荡器起到所述的脉冲宽度调制器的作用，其中该比较器的输出起到脉冲宽度调制器输出的作用。
伺服循环放大器多数都具有电流-电压积分器发送功能。
该系统使用负反馈来降低失真，即，提高精确性。但，该系统也能产生固有失真。即，该系统即便对几近完美的电子元件(换句话说，也就是在理想环境下所生产的元件)也会产生失真。
此外，电子缺陷是明显的，例如特定功率输出开关级中，还能产生进一步的误差。
使用这些基本功能的系统的详细描述参见Motorola的申请记录AN1042。
不具有负反馈或伺服循环放大器和脉冲宽度调制器的直接输入信号调制的D类放大器通过Zetex集成电路ZXCD 1000使用。假定在这种系统概念中的所有元件都是理想的，则与上述所描述的伺服循环系统相反，其不会产生失真。但，在实际中这种直接的调制系统与伺服途径相比，具有以下几个问题由于反馈而使输出噪声增加。
从性能低于理想的，实际的电子元件所产生的失真在低频上更大，其中伺服循环系统的负反馈相关联。
这种直接调制系统的输出信号与提供干线的输出级成比例并通过其中的干线变量来调制。由于负反馈，这种效果在伺服循环系统中降低了，特别是在其中的低频具有更多的负反馈。
D类放大器已由Bang和Olufsen研发，该公司将其称之为“ICEpower”产品。这种系统的原理如在多个音频引擎协会所公开和专利US6,297,692中描绘了。其公开了一种模拟开关放大器，其中整个的放大器通过在前级的伺服循环放大器路径和负反馈路径中的元件而设定支配电极。
在此我将尽力解释一些Bang和Olufsen ICEpower模型250A，500A，250ASP和500ASP，对我而言，会导致以下的性能例如，在24kHz更高功率的失真在以下则切断，在4欧姆则出现大约1％(100kHz测量的带宽)。如果结果很精确，则比通常所设计的传统模拟放大器要低2级振幅。从我所知道的本领域的一般知识，我猜想ICEpower单元与D类放大器产品的其他带宽相比执行地更好。
虽然我所指的是在商业上能够应用的特定的D类放大器，但我确定该单元可以改变但所取得的结果却不一定要与之一致，但暗示了与这种放大器存在一定的困难。
使用ICEpower基本原则的电路公开在2002年12月的“Radio Technique”，第58-64页。
在相同出版物的140-144页中还公开了代替作为第一级的积分器的伺服循环放大器的通用伺服循环系统，设计为第二级的伺服系统。这要求在低频上具有更多的反馈。荒谬地是，在高频处，其中相对于第一级的系统可以得到更少的负反馈，该失真由于在伺服循环放大器的输出信号的形状而变得更糟。
因此本发明的目的是提供一种有助于降低失真的改进的放大器或至少为公众提供一种选择。
发明公开在本发明的一种实施中，提供了一种电子D类放大器，其具有输入提供的放大器的输入信号的放大器，输出可以产生放大器输出信号的放大器，输出开关级，包括振荡器和第一比较器的脉冲宽度调制器，至少一个伺服循环放大器，产生并修改放大器输入信号的输入信号处理器，其中振荡器的输出产生包括至少正和负时间导数分量的载波参考信号，其由提供给振荡器的调制输入的输入信号处理器的输出信号而调制，从而至少对称调制载波参考信号，振荡器包括至少一个积分元件，放大器输入连接到伺服循环放大器的输入，该伺服循环放大器还包括至少一个积分元件，放大器的输入还连接到输入信号处理器的输入，伺服循环放大器的输出连接到脉冲宽度调制器的调制输入，脉冲宽度调制器的输出连接到输出开关级的输入，和输出开关级的输出连接到放大器的输出，其中负反馈路径将输出开关级的输出连接到伺服循环放大器的输入。
优选地，本发明进一步的特征在于振荡器的积分元件的前级转换功能至少为第二级的，并且饲服循环放大器的积分元件的前级转换功能至少为第二级。
优选地，本发明进一步的特征在于输入信号处理器包括具有有关时间的至少一个导数的前级转换功能。
优选地，本发明进一步的特征在于包括适配的提供输出开关信号的电源电极以便载波参考信号的峰值记录在提供输出开关级的电源电极之间的差别。
优选地，本发明进一步的特征在于伺服循环放大器的输出连接到所述的第一比较器的输入，振荡器的载波参考输出信号反馈到比较器的输入，并且比较器的输出为脉冲宽度调制器的输出。
优选地，本发明进一步的特征在于其中输出开关级的前级增益，伺服循环放大器的前级增益，和振荡器的调制前级增益和输入信号处理器，以及载波参考输出信号的平均频率，以及负反馈路径的增益，都被选择来降低在相对于提供给放大器输入的信号的在放大器输出上的信号失真。
优选地，本发明的进一步特征在于其中振荡器包括具有至少比100MHz大的统一增益带宽的宽带放大器。
优选地，本发明的进一步特征在于输出载波参考信号的平均频率，从输出开关级的输出和在该级中的电势电流流的输出来的峰值信号，都与D类功率音频放大一致。
在本发明更具体的形式中放大的方法包括将要放大的信号引入到具有上述特征的放大器中的步骤。
附图简要描述为了更好的理解，将参考附图进行更详细的描述
图1是本发明的功能性的结构图，图2是本发明的系统的典型电路，图3显示了与传统技术的第二级伺服循环系统所比较的本发明的系统的波形的实例，图4显示了用于D.C.输入信号的三角波载波参考信号和伺服循环放大器输出的波形，图5显示了根据本发明的包含具有载波参考信号调制输入的D类放大器基本元件的电路，和图6是在用于正弦波输入信号频率fIn和由另一个正弦波信号频率fm斜度调制的D类输出的频谱。
执行本发明的最佳模式就我的经验而言，本领域的许多著作仅仅是现有解决方式，有时也会涉及相对深奥的数学。就我的经历进一步而言，在D类放大器领域中的研究者似乎在产生失真中并没有多少具有有用的数学模型。为了帮助读者理解在现有技术中D类放大器所产生的失真，以及在本发明中所公开的解决方案，可以用数学模型来更方便地理解。
因此，以下的描述通过有用的数学模型来帮助理解，而不应当在一些场合作为严格的科学解释。
对于常见的现有技术的D类放大器系统的增益和频率，D类放大器可以作为大致上的非线性的非开关型模拟放大器，其包含了第一级的近似值。
伺服放大器的卷线方式与D类放大器一样，即当积分器的误差信号等于输出和输入信号之间的差分时，输出作为对D类放大器的输出开关级的模拟的缓冲级，但包括在积分伺服放大器的输出和给输出放大级的输入之间的变化时间期的改进元件。
对于包括该变化时间期改进元件的原因可以从图4中轻易地看出。该图显示了饲服循环放大器109的输出和用于D.C.输入信号的三角波载波参考信号100。这些信号可以从如图5所示的现有技术中的D类放大电路中产生。为了简化分析，该电路的输出111选择+/-u伏的电压而在振荡器112的输出的三角波的峰值也为+/-u伏。
三角波振荡器112具有连接到比较器正向输出开关级116的反向输入的输出114。在114的三角波具有T个基本周期。比较器正向输出开关级116的输出111为D类放大器的输出。图5中D类放大器的输入110为电流信号。其反馈到D类放大器的反向输入，作为伺服循环运算放大器115的反向输入。伺服循环运算放大器115的非反向输入接地120。值C的电容119连接在伺服循环运算放大器115的输出117和其反向输入之间。输出117连接到比较器的非反向输入和开关级116。值R的电阻118连接在比较器正向输出开关级116的输出111和饲服循环放大器115的反向输入之间。从而形成从D类放大器的输入到输出的负反馈。在这种电路中，饲服循环放大器连接来作为积分器。115和119的结合可以通过饲服循环放大器而实现。
在110的D.C.输入信号产生图4所示的信号。该D.C.输入信号为值为-i的D.C.电流并在饲服循环放大器115的输出117产生value×volts的平均偏移104，关于伺服循环运算放大器115的输出信号109的振荡。(标记fin和fm将在以后描述)。当输出111为-u伏时，伺伏循环放大器的输出信号109具有正斜度(i+u/R)/C伏/秒，而当输出111为+u伏时，具有正斜度(i-u/R)/C伏/秒。三级波载波参考信号100在+u102和-u103对称地具有大约0V 101的峰值。该信号出现在三角波振荡器112的输出114。当伺服循环放大器的输出电压109等于三角波电压100时，开关在111转向，即在时间t1的105处，以及在时间t3的107处。在非对称的t1和t3产生的提前周期涉及三角波102的峰值。在相同的任务循环中，对称的时间出现在106的t2，108的t4。如果104在t2增加到刚好位于极限下+u，则提前周期为0秒。
提前周期＝t2-t1＝t4-t3＝T(1-(x/u)2)/(16RC) (i)这种非线性的提前功能主要由固有失真而产生。
为了简化以下的分析，假定输入信号为振幅v和频率fin的正弦信号并且与伺服循环放大器的输出(这里仅仅指高频)大致同相，并成比例。非线性的功能(i)由该系统的以多个特性而产生1.有关输出信号水平的失真大约与(vfin)2成比例v2由等式(i)的平方而得，而fin2从相位与频率fin成比例的的fin因数而得到，而fin的另一个因素从与开环循环前级增益成比例的反馈因子而得到，从而降低了用于积分器的前级增益而导致的频率。
2.由于对成性，仅仅理想的谐波失真被忽略，绝大多数的三次谐波都由于相对平滑的非线性转换函数(i)而产生。对称性使得三次谐波的相位积分，其当在输出开关级的输出测量时涉及正弦输入信号的基波。三次谐波的标记与在峰值轻微延迟的正弦波的基波相一直。
3.伺服循环放大器的输出对于基波的峰值而固有的非对称，即便在伺服循环输出上的基波频率fIn为锯齿状.
我已经揭示了可以与输入信号的派生成比例的调制三角波载波参考信号的斜度。如果该斜度信号在相位和增益上改变来补偿闭环循环相位和放大器的增益，则消除失真就是成功的。调制的一个例子是正向斜度增加并且下一个反向斜度边小，以便频率保持大致不变。
为了有助于理解消除在相比于固有失真的非调制系统的调制系统中的所产生的失真的原因，我将着重强调与现有技术中的为调制系统相比，斜度调制载波参考系统的各种特性。当放大时很容易想到正弦波产生在片段边缘上的输出。在这种环境下，当输出信号的振幅接近峰值时，所变换的输出的任务周期在峰值处接近0％，而在相反地标记峰值处则接近100％，且斜度调制大约为0。因此，在这些峰值输出处的调制和未调制的波形都是相近的。考虑到这些三角波和正弦波的峰值都要来作为调制和未调制系统的参考点，为了理解起见，即在这两种系统中111和114在峰值的输出信号是一致的。假定调制和未调制系统的输出振幅和平均载波频率都调整为相同的。如果斜度调制的为m
a.在转换的输出在其峰值附近的时间中，如所描述的，调制m为零，但dm/dt在其峰值附近，这使得三角波随着在相对于伺服循环输出信号增加的载波参考频率出现，从而也在其峰值附近。因此在调制系统中，关于峰值的输出转换转向相比于未调制系统就变得更接近峰值。由于对称性，当伺服循环的输出信号的平均值通过0伏时，在调制系统和未调制系统中同时出现转换转向。
b.调制使得饲服饲服饲服循环放大器的输出信号平均起来除了在峰值处都先于未调制的系统。由于逐渐累计效应，这种领先多出现在零和接近峰值处。
这与上述的第2点一致。从非线性效应的角度来看，调制三角波载波信号调制的因子导致非线性的固有消除。
为了更进一步显示处载波参考信号调制的效果，参考图6来描述，其中图示了调制系统的输出信号的振幅频率图谱。振幅的垂直轴具有对数标度，而频率的水平轴具有一个线性标度。所示的图谱为具有频率为fin的正弦波的输入信号，频率为fm的正弦波，以及要反馈给三角波振荡器的调制输入113的振幅为m的调制系统的输出。fin三次谐波的振幅通过频率3fin的的列133来表示。频率fm的调制信号的振幅由列135来表示。频率fin-(fm-fin)的侧带的振幅由列134来表示。而频率3fin-(fm-fin)的另一个侧带振幅由列136来表示，其振幅大致与m(finv)2成比例。
因此，如果频率fm＝fin并且振幅m＝kv，则对于所选定的k值以及在fin和fm之间的相对相位，可以消除由列133和136所表示的信号。当fin大致与fm积分时，发生相位选择。实际上，对于优选的消除，相对相位应当还补偿放大器的闭环相位。
在图1中，显示了使用本发明的D类放大器的一个实例的结构图，放大器输入1反馈饲服循环放大器3的输入和输入信号处理器4的输入。振荡器5的输出信号在13产生载波参考信号。该载波参考信号包含至少有限的正向和负向时间导数分量；例如，三角波的正向和负向斜度。输入信号处理器4的输出信号提供给振荡器5的调制输入。正向和负向时间导数分量通过所述的输出4而调制，因此至少调制对称的载波参考信号。该调制包括将载波参考信号的频率调制到一定程度。在13处的载波参考信号连接到第一比较器电路6的输入。饲服循环放大器3的输出还反馈到第一比较器6的输入。振荡器5和第一比较器6的组合在功能上形成脉冲宽度调制器。作为脉冲宽度调制器的输出的比较器6的输出控制按序控制输出选择8的驱动器7。输出开关8通过电源导轨9和10提供。输出开关级的输出11通过负反馈路径反馈给伺服循环放大器3的输入。为了降低由电源导轨所产生的放大器的增益调制，振荡器的载波参考信号的输出振幅被控制与在电源导轨9和10之间的电势成比例。输出开关级的输出11可以连接到载波频率正谐波滤波器，有时也称之为解调滤波器12。该滤波器的输出连接到放大器输出2。驱动器7和输出开关8的组合在功能上形成输出开关级，其还可以包括在其中的12。在进一步的实施例中，负反馈路径还可以连接在放大器输出2和对伺服循环放大器3的输入之间。
除了输出信号处理器的和振荡器调制特性的功能，这种系统与上述所描述的通用类型一样。但，以下将会描述振荡器调制特性的充分提升。
载波参考信号对称调制的特定某些类型会影响放大器的精确性。例如，至少包括有关时间的导数输入信号处理器的前级发送功能，适于调制振荡器载波参考信号对称调制，并在一定程度上，适于调制振荡器载波参考信号的频率。直接与在系统其余部分中的特定调制增益和给定增益时间差分的输入信号的输出成比例的调制可以在固有失真接近零的系统中产生；即，当假定理想的电子分量在系统中时在数学上近似零失真。
但在实际中，对这样的系统的潜在低失真通过通常在音频功率放大器的输出开关级上剧烈的电性瑕疵而降低，并常常产生数十安培的瞬间缝制电流同时还会从开关的最后时间所产生的交叉失真。
一种显著降低电性瑕疵效应的方法是通过更高级别的伺服循环(即，比通常系统的第一级更大)来增加负反馈量。但这种特性实际上增加了高频上的失真，正如以上所述。为了消除这个，在振荡器和伺服放大器中的积分元件的前级转换功能需要至少为第二级。这样选择以便载波参考信号能补偿伺服循环放大器的转换功能。这也使得本质上降低由于在电子元件上的瑕疵而在接近零的水平上使用载波参考信号调制的失真成为可能。
由于输出载波参考信号的平均频率和从输出开关级的输出来的峰值信号以及在该级上的电流都与D类音频功率放大器一致，因此使用这些技术可以产生与常见的-A类，B类，或-AB类模拟放大器性能类似的音频功率放大器。
图2给出了一个这样的系统的实例。该放大器的输入信号提供给放大器的输入21而输出信号可以从放大器的输出22得到。每个放大器都位于导轨23。放大器的输入21通过电阻25连接到由电阻30，电容27和28，以及运算放大器24组成的伺服循环放大器。这些相同的元件形成该伺服循环放大器的积分元件并且这些元件配置来形成第二级的前级转换功能，即在21处的输入信号和在29处的输出信号之间的比率为-[1+R30(C27+C28)s]/(R25R30C27C28s2)......(ii)其中，s为拉普拉斯变量(对正弦cw而言＝“-jw”)如果值C27＝C28，则从6dB/octave到12dB/octave的转换发生在s＝2/(R25C27)放大器的输入21还连接在输入信号处理器上，在该例子中非反向的微分器由电阻32，35，37，和39，电容31和36，以及运算放大器33和38组成。这些运算放大器33的第一个和通常的反向微分器卷线一样，而高频(音频)相位和增益补偿(R35，C36，和R32，C31)大致补偿了在放大器输入21和输出开关级70和71之间的(音频)高频前级闭环转换函数。忽略这种很低且相对较小的相位补偿，这种反向微分器的转换功能大致为-R35C31s......(ii)这种反向微分器的输出由电阻37和39以及运算放大器38组成的反相器而反向。作为输入信号处理器的输出的微分器的非反向输出40反馈到包括电阻42，45，51，53和56，和电容43和44(以及87和96)，和运算放大器41，第二比较器50，模拟开关54的振荡器的调制输入。振荡器的“积分元件”包括电阻42，45和56，电容43和44以及运算放大器41；它也被构建来产生第二级的转换功能。可以从两种独立的观点出发来简单地考虑这种形式。
第一，如果输出40保持在0V，则关于在55的输入的“积分元件”的输出46之间的前级转换比率具有与伺服循环放大器相同的形式，即等式(ii)-[1+R45(C43+C44)s]/(R56R45C43C44s2)......(iv)第二，如果在55处的信号强制为0V，则关于在40的输入的“积分元件”的输出46之间的前级转换比率为-[1+{R45(C43+C44)+(R42C44)}s]/(R42R45C43C44s2)......(v)根据放大器的输入信号，位于46和55的前级转换强制为0V-R35C31R39/(R37R42R45C43C44s)-R39R35C31[R45(C43+C44)+R42C44]/(R37R42R45C43C44)...(vi)
(不再考虑R32C31和R35C36相位补偿效应)输出46通过电阻51反馈到第二比较器50的输入52。第二比较器50的输出控制模拟开关54，其在58和57的电压之间进行选择。开关54的输出55还通过电阻53反馈第二比较器50的输入52作为正反馈路径并通过电阻56反馈“积分元件”的输入作为负反馈路径。开关54的输出55发送近似方形波的信号，该波的任务周期通过放大器输入信号的微分调制而它的频率也轻微地调制。振荡器46的输出发送近似于三角波的载波参考信号但由于振荡器的积分元件的第二级前级转换功能所有次序的时间导数都具有近似零的斜度。换句话说，三角波的斜度依据幂因子稍微“变形”。此外，正和负斜度，或正和负时间导数，以及载波参考信号的频率，都通过给小量的放大器的输入信号而调制。这种特性补偿了用于转换功能和各种电路元件的各种参数的特定选择的放大器的固有失真。例如，这样的转换功能可以是输出开关级的前级增益，伺服循环放大器的前级增益以及振荡器和微分器的调制前级增益，载波参考输出信号的平均频率，和放大器的增益。
振荡器的输出46通过电阻61反馈到第一比较器60的输入，通过电阻62作为伺服循环放大器的输出29。振荡器(包括元件41，42，43，44，45，46，50，51，52，53，54，55，56，和电源导轨记录系统)和比较器(包括元件60，61，62，63)的组合作为脉冲宽度调制器，其中第一比较器60的输出作为脉冲宽度调制器的输出，以及在29处的输入。第一比较器的输出控制输出开关71的驱动器70。功率通过电源导轨72和73提供给开关的输出。输出开关71的输出74反馈到伺服循环放大器的输入而通过电阻76作为负反馈路径。输出开关71的输出74还反馈到能消弱载波频率正向谐波的滤波器，该滤波器也称之为解调滤波器75。该解调滤波器的输出为放大器的输出22。所述的开关驱动器70和输出开关71可以形成输出开关级，而解调滤波器75可以包括在输出开关级之中。
在电源导轨72和73之间电势的差别可以通过包括运算放大器80，电阻81，82，85和88，以及电容86和87的差分放大器而测量。该差分放大器的输出57由于电容和负反馈而在所有低频上具有低阻抗。电容86为了稳定必须形成本地支配。在57处的信号通过由电阻92，94和95，电容93和96以及运算放大器90组成的反向放大器而反向。该反相器的输出58在所有频率上都具有低阻抗。因此57和58记录在电源导轨72和73之间的电压的差分，其按序使得振荡器载波参考信号的输出峰值在提供输出开关级的电源导轨之间的电势差分。这种特性补偿了电源的变化和调制。
可以理解的是，可以有很多的方式来执行上述的等式，特别是(ii)，(iv)，和(vi)，因此图2仅仅是一种方式的实例。而且，三角波也仅仅是载波参考信号的一个实例，另外，例如仅仅是使用上述的第二级循环积分元件来描述的载波参考信号。
执行等式(ii)，(iv)，和(vi)的另一种方式除了微分器的反向级还包括电阻37和39以及运算放大器38，以便输入信号处理器可以作为反向微分器。这样的系统也能产生本质上很低的失真，但用于微分器增益和振荡器的第二级微分元件的微分值，即R45(C43+C44)，可以比较于以上描述的非反向微分器系统。
由于通常载波参考信号相对较高的频率(＞＝500kHz)，今后其毫无疑问地增加了电子元件，从而对载波信号的精确性是很有益的，因此在积分元件中使用宽频运算放大器的整个放大器由于相对高的设备增益而在载波参考信号频率上出现谐波。例如，具有超过100MHz的宽带增益单元的宽带放大器更好用。
图3图示了在未调制的载波参考系统和此处描述的调制系统之间的差别。这里，信号的建立如以上比较于未调制系统的描述所述。在该图中输入信号在相对于载波参考信号(大约500kHz)而在相对更高的频率(大约35kHz)上设定并接近过载水平以便增强差别。用于这里所描述的第二级调制系统的载波参考波形95如波形95所示而未调制系统如波形96所示。用于未调制系统的伺服循环放大器(图2中的29)的输出瑞波形98所示，而这里所公开的调制系统的波形如97所示。正如所看见的，相应于伺服循环波形导数的中断的输出级开关时间发生在调制系统(95，97)和未调制系统(96，98)的差分时间。相应于开关时间的本地峰值如果比调制系统要晚则通过未调制系统的“L”来定义，如果要早则通过“E”来定义。如果时间差别是负的，则不表示出来。在该实例中，未调制系统的开关时间开始时相对滞后，随后提早。这发生在大约当伺服循环信号提早通过上述的零伏时的时间。
通观整篇说明书的目的是描述本发明而不是限定。
权利要求
1.一种电子D类放大器包括一个放大器输入用来提供放大器输入信号，一个放大器输出用来产生放大器输出信号，一个输出开关级，一个包括了振荡器和第一比较器的脉冲宽度调制器，至少一个伺服循环放大器，一个处理并修改输入的放大器信号的输入信号处理器，其中振荡器的输出信号产生包括至少正和负时间导数分量的载波参考信号，其通过提供振荡器的调制输入的输入信号处理器的输出而调制，从而至少调制对称的载波参考信号，和包括至少一个积分元件的振荡器，连接到伺服循环放大器的放大器输入，伺服循环放大器还包括至少一个积分元件，放大器输入还连接到输入信号处理器的调制输入，伺服循环放大器的输出连接到脉冲宽度调制器的输入，脉冲宽度调制器的输出连接到输出开关级的输入，和输出开关级的输出连接到放大器的输出，其中负反馈路径连接输出开关级的输出给伺服循环放大器的输入。
2.如权利要求1的电子D类放大器，其中振荡器的积分元件的前级转换功能至少为第二级，并且伺服循环放大器的积分元件的前级转换功能也至少为第二级的。
3.如权利要求1或2的电子D类放大器，其中输入信号处理器包括至少具有关于时间的导数的前级转换功能。
4.如权利要求1，2或3的电子D类放大器，进一步包括电源导轨，其提供了输出开关级，其中载波参考信号的峰值记录了在所述的提供输出开关级的导轨电势间的差分。
5.如以上任意权利要求的电子D类放大器，其中伺服循环放大器的输出连接到所述第一比较器的输入，振荡器的载波参考输出信号连接到比较器的输入，而比较器的输出为脉冲宽度调制器的输出。
6.如以上任意权利要求的电子D类放大器，其中输出开关级的前级增益，伺服循环放大器的前级增益，以及振荡器和输入信号处理器的调制前级增益，和载波参考输出信号的平均频率，负反馈路径的增益都选择来降低在相对于提供给放大器输入的放大器输出的信号的失真。
7.如以上任意权利要求的电子D类放大器，其中振荡器包括具有至少比100MHz要大的宽带增益单元的宽带放大器。
8.如以上任意权利要求的电子D类放大器，其中平均的输出载波参考信号频率，以及从输出开关级的输出来的峰值信号和在该级中的电流都与D类功率音频放大一致。
9.一种电子D类放大器如参考说明书并由一个或多个附图所描述的那样。
全文摘要
本发明涉及一种D类放大器，其本质上利用三角波载波参考信号的斜度调制失真；并按照与输入信号的导数成比例调制。如果导数信号在相位和增益上改变以补偿闭环相位和增益，则消除失真就是成功的。该放大器包括脉冲宽度调制器，其包括一个具有至少一个积分器和第一比较器(6)的振荡器(5)，至少一个伺服循环放大器(3)，一个处理并修改输入放大器信号的输入信号处理器(4)。振荡器的输出产生包括至少正和负时间导数分量的载波参考信号(13)，其通过提供给振荡器(5)的调制输入的输入信号处理器(4)的输出而调制，因此至少对称的调制载波参考信号。输出开关级的输出(11)通过负反馈路径(15)反馈给伺服循环放大器(3)的输入的。
文档编号H03F3/38GK1762094SQ200480004043
公开日2006年4月19日 申请日期2004年2月11日 优先权日2003年2月11日
发明者B·H·肯蒂 申请人:Bhc咨询控股有限公司