正交调制器及其校准方法

专利名称：正交调制器及其校准方法
技术领域：
本发明涉及一种正交调制器、包括正交调制器的无线电通信设备和校准该正交调制器或无线电通信设备的方法。
在正交调制器中，通常利用两种常规方法之一来减小载波泄漏和抑制边带。一种方法取决于电路匹配、动态交换和多相滤波器的使用，所有这些过程都在设计阶段执行。第二种方法处理有缺陷的芯片，但依赖于芯片使用中用户的校准方法。
在Mohlndra等人的专利U.S.6,169,463中揭示了第二种方法的一个例子，公开了一种具有设定后不管(set and forget)的载波泄漏补偿的正交调制器。当向正交调制器供电时，通过使用同步检测器测量同相和正交支路内的载波泄漏。状态机启动信号发生器，将补偿信号分别注入同相和正交支路中，使得在这两个支路内的DC偏移降低，从而减小载波泄漏。然而，Mohindra没有公开对于不想要的边带的抑制。Mohindra提出了一个简单的检测方案，但可能难以实现，这是因为它没有区别载波泄漏和侧音或其他误差。此外，必需抑制的信号的大动态范围需要以软件实现的麻烦和缓慢的“增益设置”和“误差检测”程序。
所希望的是使用最小的、低成本电路不仅抑制载波泄漏而且降低不想要的边带。还希望尽量减少对适当的电路参数的搜索，以减少那些不想要的电路参数。
本发明的一个方面涉及一种校准正交调制器的方法。这种方法包括将第一测试音信号加到调制器的同相调制支路输入端上以及将第一测试音信号经90度相移的信号加到调制器的正交调制支路上；测量在调制器的输出信号中本机振荡器(LO)馈通(feedthrough)的电平，并根据测量结果调整基带dc偏移电压以使LO馈通最小化；将第二测试音信号加到同相调制支路输入端上以及将第二测试音信号经90度相移的信号加到正交调制支路输入端上；以及测量输出信号内不想要的上边带频率分量的电平，并根据测量结果调整同相和正交调制支路的基带增益和LO相位误差，以使不想要的边带最小化。
在这个优选实施例中，输出信号内本机振荡器(LO)馈通电平或不想要的边带的电平通过下列步骤测量将输出信号的频谱移位，使得下边带频率分量(LSB)下变频为零IF；对经频谱移位的信号进行滤波，使LO馈通或诸如上边带之类的不想要的边带通过；以及测量经频谱移位和滤波的信号的振幅。
本发明的另一个方面涉及一种包括同相调制支路和正交调制支路的正交调制器。该同相调制支路接收模拟同相基带信号作为输入，该同相调制支路包括第一dc偏移调整电路、第一基带增益调整电路和第一混频器。该正交调制支路接收模拟正交基带信号作为输入，该正交调制支路包括第二dc偏移调整电路、第二基带增益调整电路和第二混频器。本机振荡器装置向第一混频器提供本机振荡器信号以及向第二混频器提供本机振荡器信号经过相移的信号。求和器对第一和第二混频器的输出求和。包络检测器对调制器的输出信号进行检测，并提供表示输出信号的振幅的信号。带通滤波器对振幅信号进行滤波。信号强度指示器电路测量经滤波的振幅信号的强度，并提供补偿信号以调整本机振荡器的相移以及同相和正交基带信号的dc偏移和基带增益。
在这个优选实施例中，该包络检测器是一种同步检测器，而该信号强度指示器是一种对数指示器。提供了一种装置，用来将第一测试音信号加到同相调制支路输入端上以及将第一测试音信号经90度相移的信号加到正交调制支路输入端上。采用补偿信号通过调整同相和正交调制支路内的基带dc偏移来使输出信号内的载波泄漏最小化。然后，将第二测试音信号加到同相调制支路输入端上和将第二测试音信号经90度相移的信号加到正交调制支路输入端上。第二测试音的频率基本上为第一测试音的频率的二分之一。采用补偿信号通过调整同相和正交调制支路内的基带增益和本机振荡器信号的相移来使输出信号内不想要的上边带频率分量最小化。
优选的同步包络检测器包括吉尔伯特单元(Gilbert cell)，在上支路内具有至少一个差动晶体管对和在下支路内具有至少一个晶体管，所述上、下支路相互连接，所述上、下支路均具有输入端。一个电阻器分配器网络连接在上支路的输入端与下支路的输入端之间。选择该网络的电阻值，使得选定的、具有足以使上支路的晶体管饱和的信号电平的输入信号衰减成不会使下支路的晶体管饱和。一个低通滤波器接到晶体管的上支路上，所述检测器的输出信号在该低通滤波器提供。


图1为现有技术的正交调制器的系统框图。
图2表示了在图1的正交调制器内存在的各种不理想的情况。
图3表示了双音信号在时域内的波形。
图4表示了现有技术的正交调制器在基带输入为测试音时在频域内的输出频谱。
图5为按照优选实施例的、包括校准调制器的电路的正交调制器的系统框图。
图6表示了优选的正交调制器在为了消除载波泄漏而在校正阶段施加第一测试音时在频域内的输出频谱；图7表示了优选正交调制器在为了消除不想要的边带而在第二校正阶段向该调制器施加频率为第一测试音的二分之一的第二测试音时在频域内的输出频谱；图8为在优选实施例中所采用的包络检测器的电路图。
图9为在优选实施例上所采用的信号强度指示器和带通滤波器的电路图。
图1示出了正交发射机8，它包括同相调制支路10和正交调制支路12。同相支路10包括串联配置的基带dc偏移调整块16、低通滤波器(LPF)18、基带增益调整放大器(ΔG)20和混频器22。混频器22将同相信号I(t)(承载数字信息的模拟信号)与由本机振荡器(LO)24产生的正弦载波信号Accos(ωt)混频。正交相位支路12包括串联配置的dc基带偏移调整块17、低通滤波器19、增益调整放大器21和混频器23。混频器23将正交信号Q(t)与由本机振荡器24产生的、在理想情况下经诸如锁相环(PLL)26之类的相移电路移相90度的载波信号Assin(ωt+φe)混频。φe表示相移误差。
求和器28对混频器22和23的输出求加，求和器28的输出馈送到数字式可编程衰减器(ATT)30。在这个优选实施例中，发射机8对差动信号进行操作，因此衰减器30的输出馈送到变压器32，该变压器将该差动信号转换为单端信号，通过天线34将该信号辐射出去。
数字信号处理器(DSP)36控制各个电路，诸如DC偏移调整块16和17、增益放大器20和21、PLL26和衰减器30。DSP 36还执行下面要详细说明的校准算法。
在如图所示的正交发射机8和其他与之类似的正交发射机中存在一些不完善或非理想情况。这些非理想情况特别是由于以下如图2所示的原因引起的AI，AQ分别为同相和正交支路内的基带增益，它们可能不相等VOI，VOQ分别为同相和正交支路内的固有等值dc偏移电压，它们可能不为零AC，AS分别为同相和正交支路内的本机振荡器振幅，它们可能不相等VOC，VOS分别为同相和正交支路内的本机振荡器等值偏移电压，它们可能不为零φe为本机振荡器正交相位误差因此，发射信号s(t)可以写成以下的一般形式s(t)＝(AII(t)+VOI)(ACcos(ωLOt)+VOC)+(AQQ(t)+VOQ)(ASsin(ωLOt+φe)+VOS)[1]其中ωLO为本机振荡频率，而I(t)、Q(t)为同相和正交信号，如以上所说明的。
由式[1]可见，如果消除了这些非理想情况，s(t)就成为理想的正交信号I(t)cos(ωLOt)+Q(t)sin(ωLOt) [2]如果输入基带信号被定义为I(t)＝VIcos(ωBt)而Q(t)＝VQsin(ωBt)，将式[1]]展开后可以得到三个主要项，如下VOI*ACcos(ωLOt)+VOQ*ASsin(ωLOt+φe) [3]AIVIACcos(ωLOt+ωBt)-AQVQAScos(φe)cos(ωLOt+ωBt)+AQVQASsin(φe)sin(ωLOt+ωBt)[4]AIVIACcos(ωLOt-ωBt)+AQVQAScos(φe)cos(ωLOt-ωBt)-AQVQASsin(φe)sin(ωLOt-ωBt)[5]式[3]称为本机振荡器(LO)馈通或载波泄漏项，这是因为输出频谱的这个分量集中在ωLO。可见，如果dc偏移调整量在块16和17能够得到适当的调整，则可以消除或降低LO馈通。
式[4]称为“上边带”(upper side band USB)项，这是因为输出频谱的这个分量集中在频率ωLO+ωB，高于本机振荡频率。类似的是，式[5]称为“下边带”(lower side band LSB)项，这是因为输出频谱的这个分量集中在ωLO-ωB，低于本机振荡频率。
假设参数都是正的，则LSB将为较强的频率分量，因此想要的信号较强，而USB将为较弱的频率分量，从而不想要的信号较弱。由式[4]可见，基带增益失配AI≠AQ、本机振荡器电平失配AC≠AS和本机振荡器相位误差φ。是造成残余USB项的原因。对这些系统参数进行适当控制可以使不想要的边带最小化。然而，在模拟域要将不想要的边带尽量减小到小于50dBc需要基带和高频增益匹配达到0.05dB量级以及相位匹配达到0.4度。常规的模拟电路不可能达到这样的匹配程度。
本发明不是试图通过改善布局或动态技术来改善匹配和相位控制，而是测量输出信号s(t)并且调整AI和AQ、VOI和VOQ、φe这些系统参数，直到使LO馈通和USB分量最小化为止。这是通过充分利用LSB分量的振幅通常比USB分量或LO馈通的大这一实际情况来实现的。图3例示了在时域的双音信号40，它是两个正弦分量之和AStcos(ωstt)+Awecos(ωwet)，其中第一分量具有比第二分量大得多的振幅。由图3可见，双音信号40的包络42(示为点画线)是正弦波，其振幅为弱信号的振幅而频率等于两个音的频率差。具体地说，双音信号40的包络可以写成ASt+Awecos(ωstt-ωwet)。因此，例如如果较弱信号是USB分量而较强信号是LSB分量，对这种双音信号的包络的测量就能够有时机来调整系统参数，以降低较弱的或不想要的信号的电平。
然而，实际上发射机的输出s(t)不是二分量信号，而是有许多频率分量。图4表示了s(t)的典型频谱。在这个图中，中心轴位于本机振荡频率的中心，例如1GHz。频率分量44表示LO馈通，频率分量46表示USB而频率分量48表示LSB。此外，还存在强和弱的三次谐波，分别如分量50和52所示。因此，当输出信号s(t)除了有想要的分量之外还具有多个频率分量时，这个优选实施例要至少滤掉其中一些频率分量，使得基本上存在一个双音信号。注意，振幅相对小的高次谐波不会显著地影响包络的形状。此外，由于高次谐波减小得比主信号快得多，因此用户就能通过适当选择主信号电平来减小它们(例如，和图4中一样，LSB的电平每减小1dB，三次谐波就下降3dB)。
图5为按照本发明的优选实施例设计的采用大动态范围包络检测器102、带通滤波器104和信号强度指示器电路106的正交调制器100的系统框图。检测器102设置在衰减器30的输出端，用来在点A检测s(t)。检测器102在点B提供表示s(t)的包络的信号。这个包络然后由带通滤波器104滤波，以便使应该是最小化的频率分量通过(点C)。对数信号强度指示器电路106测量通过的频率分量的强度，并且提供信号108，然后DSP 36使用该信号来调整该调制器的系统参数。
优选的是，该调制器采用两阶段过程来校准。在第一阶段，使LO馈通最小化，而在第二阶段使USB分量最小化，不过在可选的实施例中，也可以按照相反次序来执行这两个阶段。
在这个优选的第一阶段中，将第一测试音(例如为4MHz)加到发射机的I和Q基带输入端(加到Q输入端上的音与加到I输入端上的音相位差90度)。这些音由DSP 36或者可选地由任何其他已知的音产生器生成。在点A处的输出频谱如图4所示，具有想要的LSB分量46以及较小的LO馈通和USB分量44、48再加上二次和三次谐波分量。包络检测器102主要是移位经检测的s(t)的频谱，如图6所示在点A使得LSB分量46移位到零频率，使LO馈通分量44移位到测试音的频率(4MHz)，而使USB分量48移位到为测试音频率两倍的频率。带通滤波器104优选地被配置成尖锐通带的中心位于4MHz，其基本上只让LO馈通(如图6中示意性所示)44通过，因此控制了各其他不想要的分量的出现。对数信号强度指示器106测量LO馈通44的电平，产生由DSP 36使用来使LO馈通44最小化的信号。LO馈通44(即使它可能是由于通过芯片基板的泄漏所引起的)也可以通过调整DC偏移电压VOI和VOQ使得LO馈通44在点A处抵消而使该LO馈通44成为零。注意，VOI和VOQ是相互独立的，需要分别使它们为零，因此需要进行二维搜索，以便为各DC偏移找出最佳值。
在校准过程的第二阶段中，一旦使LO馈通44最小化了，就将频率为第一测试音的二分之一的第二测试音(例如，2MHz)加到调制器的I和Q基带输入端。在通过包络检测器102后，在点C处的频谱与图7所示类似，其中通过将第二测试音信号的值加倍而使USB分量48与LSB分量46分开。这就允许能够使用非常相同的带通滤波器106来基本上只将USB分量48(如图7示意性地例示的那样)传播到对数信号强度指示器106。信号强度指示器106产生信号108，DSP 36使用该信号来在增益调整块20、21调整基带增益AI或AS以及在PLL 26调整本机振荡器相位误差，以便使USB分量最小化。这也需要进行二维搜索。
校准过程呈现为“设定后不管”型。它可以在调制器加电时施行，也可以在一些诸如不活动的时隙之类的离散时刻施行。没有必要持续地调整这些系统参数。
注意，带通滤波器104将减小强的三次谐波失真分量50的影响。然而，弱的三次谐波分量52在包络检测器后直接落在边带信号48上。这个失真结果的电平通常超过60dBc，不大会导致任何问题。它的电平在校准阶段期间随着主测试音信号I(t)和Q(t)每减小1dB，就能够被降低3dB。
带通滤波器可以设置在包络检测器前，但需要用成本高到不切实际的高Q滤波器。本技术领域的技术人员可以理解，带通滤波器可以是设置在检测器后的可编程带通滤波器，以滤出不想要的边带和谐波结果。
在这个优选实施例中，调制器100由于一系列原因提供大的动态范围能力。首先，RF输出电平可能需要是可编程的，这就是为什么正交调制器100要包括衰减器30的原因。该检测器电路优选的是对衰减后的信号检测，以在传递点使信号非理想的程度最小化。结果，LSB分量46的电平就可剧烈地改变。
第二，所希望的是相当大地减小检测的频率分量(例如LO馈通或USB分量48)的电平，例如从作为起点的15dBc减小到50dBc。由于输出衰减器RF电平调整的原因导致增加了主信号的变化(例如25dB)，检测的信号的动态范围就能够相当大，例如为75dB。例如，假设常规为-20dBm。如果是在1.5GHz的电平，使用25dB的芯片上可编程衰减器并要求边带抑制为50dB，则信号强度指示器106应该对-20dBm到-95dBm的信号敏感。为了以一致的准确度来测量这种变化着的信号，优选的是把信号强度指示器106实现为对数放大器/检测器，如下面要详细说明的。
第三，由于存在各个不想要的频率分量，就会出现一个问题。这些频率分量同时被检测但由不同的机制控制。优选的是，通过利用如前面所说明的尖锐带通滤波器再后接对数检测器的限幅器来解决这个问题。带通滤波器104预选要最小化的频率分量，而限幅器有效地消除能够降低测量准确度的其他不想要的信号。该限幅器在存在两个或更多个信号时只捕获其中稍强的信号。
图8为包络检测器102的优选实施例的电路图。该电路部分地基于吉尔伯特单元，提供大得多的动态范围，并且提供比诸如基于二极管的检测器之类的常规包络检测器优越的信噪比。该电路包括上支路(upper tree)114，它包括两个差动晶体管对116和118，这两个差动晶体管对包括晶体管Q2A、Q3A、Q2B和Q3B。电路110还包括下支路(lowertree)120，它包括第二组晶体管Q1A和Q1B。如图所示上支路114连接到下支路120。
差动输入信号直接在输入端Vin+和Vin-加到上支路114的晶体管的基极上。差动输入信号由电阻器分配器网络R2A、R3A和R2B、R3B高度衰减后，馈送到下支路120的晶体管的基极。下支路120与上支路114相比为高度简并的。上支路晶体管硬切换，而简并的下支路晶体管看到输入信号和它的包络。再来看图3，该上支路只看到信号40的零相交而并不知道包络42。该下支路看到整个信号40。
因此，该上、下支路114、120用作乘法器。在这种模式下，加到上支路114上的输入信号的信号电平超过晶体管的门限电压VT(通常约为4VT，其中VT≈25mVPP)，而加到简并的下支路120上的输入信号的振幅由于R2A、R3A和R2B、R3B的衰减器的作用比门限电压低很多(假设R4为0欧姆)。上支路晶体管饱和，并且因此硬切换，使得电流流过上支路的一侧或另一侧，取决于输入信号的极性。这示意性地用方波串122表示。相反，简并的下支路120的晶体管不是硬切换，并且该下支路起着放大器的作用，由于存在R4其进一步被线性化，从而Q1A和Q1B的集电极中的电流是加到它们的基极上的电压的再现。[这示意性地用正弦信号124表示]。然而，由于上支路晶体管的硬切换，Q1A和Q1B中的集电极的电流被斩波了。在输出端上，Q2A、Q3A和Q2B、Q3B都具有正极性，因此有效地将输入信号乘以同步方波，如示意性地由信号126所示。
一组包括R6A、C2A，R5A、C1A+ClB，R5B、C1A+ClB，以及R6B、C2B的低通滤波器对结果进行平均，使得在Vout+和Vvout-上输出的是如图3所示的差动低频信号42。因此，电路102的输出表示输入信号的包络。净结果在于该电路使输入信号的频谱容量移位，使得想要的分量(在这个例子中为LSB项)的频率下变频到零IF。R1A、R2A、R3A和R1B、R2B、R3B加上R4的组合不是常规的吉尔伯特单元的部件，针对最佳同步检测器操作，该组合为上支路提供同时偏置以及为下支路提供偏置加衰减。
图9为信号强度指示器108的优选实施例的电路图。这个电路采用了串接的级联放大器130、132，如在该技术领域所知，本身提供基本上等于输入信号的对数的输出信号。这使得值的线性范围(例如1到5伏)可以表示105量级的输入信号电平的变化。低通滤波器134结合附加放大器136并入到反馈路径中。这个电路有效地提供了图5中的带通滤波器104，其低拐点频率由R和C的值确立而高拐点频率由级联串接的放大器的带宽设定。这形成了一阶带通滤波器。在图9的同步检测器与辅助检测器之间还可以设置高阶可调有源滤波器。
以上示出和说明了以差动信号进行工作的优选实施例。本领域技术人员可以理解的是这个优选实施例可以很容易地改变成以单端信号进行工作。类似，根据本发明的精神实质可以对在这里所说明的实施例进行许多其他方面的修改。
权利要求
1.一种正交调制器，包括a)接收模拟同相基带信号作为输入的同相调制支路，所述同相调制支路包括第一dc偏移调整电路、第一基带增益调整电路和第一混频器；b)接收模拟正交基带信号作为输入的正交调制支路，所述正交调制支路包括第二dc偏移调整电路、第二基带增益调整电路和第二混频器；c)本机振荡器装置，用来向第一混频器提供本机振荡器信号以及向第二混频器提供本机振荡器信号经相移的信号；d)求和器，用来对第一和第二混频器的输出求和；e)包络检测器，用来对调制器的输出信号进行检测并提供表示输出信号的振幅的信号；f)带通滤波器，用来对振幅信号进行滤波；以及g)信号强度指示器电路，用来测量经滤波的振幅信号的强度，该指示器电路提供补偿信号以调整本机振荡器的相移以及同相和正交基带信号的dc偏移和基带增益。
2.一种按照权利要求1所述的调制器，其中所述包络检测器是同步检测器，而所述信号强度指示器是对数指示器。
3.一种按照权利要求2所述的调制器，包括可编程衰减器，用来调整输出信号的电平，其中所述包络检测器测量衰减后的输出信号。
4.一种按照权利要求1所述的调制器，包括音产生器，用来向同相调制支路输入端提供测试音信号以及向正交调制支路输入端提供测试音信号经90度相移的信号。
5.一种按照权利要求4所述的调制器，包括装置，用来a)将第一测试音信号加到同相调制支路输入端上以及将第一测试音信号经90度相移的信号加到正交调制支路输入端上；b)采用补偿信号通过调整同相和正交调制支路内的基带dc偏移来使输出信号内的载波泄漏最小化；c)将第二测试音信号加到同相调制支路输入端上以及将第二测试音信号经90度相移的信号加到正交调制支路输入端上，所述第二测试音的频率基本上为第一测试音的频率的二分之一；以及d)采用补偿信号通过调整同相和正交调制支路内的基带增益和本机振荡器信号的相移来使输出信号内不想要的上边带频率分量最小化。
6.一种校准正交调制器的方法，包括下列步骤a)将第一测试音信号加到调制器的同相调制支路输入端上以及将第一测试音信号经90度相移的信号加到调制器的正交调制支路上；b)测量在调制器的输出信号中本机振荡器(LO)馈通的电平，并根据测量结果调整基带dc偏移电压以使LO馈通最小化；c)将第二测试音信号加到同相调制支路输入端上以及将第二测试音信号经90度相移的信号加到正交调制支路输入端上；以及d)测量输出信号内不想要的上边带频率分量的电平，并根据测量结果调整同相和正交调制支路的基带增益和LO相位误差，以使不想要的边带最小化。
7.一种按照权利要求6所述的方法，其中所述第二测试音的频率基本上为第一测试音的频率的二分之一。
8.一种按照权利要求6所述的方法，其中测量输出信号内本机振荡器(LO)馈通或USB的电平通过下列步骤来实现a)将输出信号的频谱移位，使得下边带频率分量(LSB)下变频为零IF；b)对经频谱移位的信号进行滤波，从而使LO馈通或USB通过；以及c)测量经频谱移位和滤波的信号的振幅。
9.一种按照权利要求8所述的方法，其中所述输出信号的频谱由同步包络检测器移位。
10.一种按照权利要求9所述的方法，其中所述同步包络检测器包括a)吉尔伯特单元，在上支路内具有至少一个差动晶体管对和在下支路内具有至少一个晶体管，所述上、下支路相互连接，所述上、下支路均具有输入端；b)电阻器分配器网络，连接在上支路的输入端与下支路的输入端之间，选择该网络的电阻值，使得选定的、具有足以使上支路的晶体管饱和的信号电平的输入信号衰减成不会使下支路的晶体管饱和；以及c)低通滤波器装置，连接到晶体管的上支路，所述检测器的输出信号在所述低通滤波器提供。
11.一种按照权利要求8所述的方法，其中所述经频谱移位和滤波的信号的振幅由对数检测器测量，所述对数检测器提供用来使L0馈通或不想要的边带最小化的补偿信号。
12.一种按照权利要求11所述的方法，包括在测量输出信号的步骤之前有选择地使输出信号衰减。
13.一种按照权利要求11所述的方法，其中所述第二测试音的频率基本上为第一测试音的频率的二分之一。
14.一种正交调制器，包括a)接收模拟同相基带信号作为输入的同相调制支路，所述同相调制支路包括第一dc偏移调整电路、第一基带增益调整电路和第一混频器；b)接收模拟正交基带信号作为输入的正交调制支路，所述正交调制支路包括第二dc偏移调整电路、第二基带增益调整电路和第二混频器；c)本机振荡器装置，用来向第一混频器提供本机振荡器信号和向第二混频器提供本机振荡器信号经相移的信号；d)求和器，用来对第一和第二混频器的输出求和；e)包络检测装置，用来对调制器的输出信号进行检测并提供表示输出信号的振幅的信号；f)带通滤波器装置，用来对振幅信号进行滤波；以及g)对数检测器，用来测量经滤波的振幅信号的强度，所述对数检测器提供补偿信号以调整本机振荡器的相移和同相和正交基带信号的dc偏移和基带增益。
15.一种按照权利要求14所述的调制器，包括校准装置，用来a)将第一测试音信号加到同相调制支路输入端上以及将第一测试音信号经90度相移的信号加到正交调制支路输入端上；b)采用补偿信号通过调整同相和正交调制支路内的基带dc偏移来使输出信号内的载波泄漏最小化；c)将第二测试音信号加到同相调制支路输入端上以及将第二测试音信号经90度相移的信号加到正交调制支路输入端上，所述第二测试音的频率基本上为第一测试音的频率的二分之一；以及d)采用补偿信号通过调整同相和正交调制支路内的基带增益和本机振荡器信号的相移来使输出信号内不想要的上边带频率分量最小化。
16.一种同步包络检测器，包括a)吉尔伯特单元，在上支路内具有至少一个差动晶体管对和在下支路内具有至少一个晶体管，所述上、下支路相互连接，所述上、下支路均具有输入端；b)电阻器分配器网络，连接在上支路的输入端与下支路的输入端之间，选择该网络的电阻值，使得选定的、具有足以使上支路的晶体管饱和的信号电平的输入信号衰减成不会使下支路的晶体管饱和；以及c)低通滤波器装置，连接到晶体管的上支路，所述检测器的输出信号在低通滤波器提供。
17.一种按照权利要求16所述的检测器，其中所述下支路具有两个BJT晶体管，并且一个电阻器连接在所述两个晶体管的发射极之间。
18.一种按照权利要求16所述的检测器，包括使上支路的各晶体管偏置的装置。
全文摘要
本发明提供了一种正交调制器和一种通过将第一测试音信号加到调制器的同相调制支路输入端上以及将第一测试音信号经90度相移的信号加到调制器的正交调制支路上来校准这种正交调制器的方法。对调制器的输出信号内的载波泄漏电平进行测量，根据测量结果调整基带dc偏移电压，以使载波泄漏最小化。再将第二测试音信号加到同相调制支路输入端上和将第二测试音信号经90度相移的信号加到正交调制支路输入端上。对输出信号内不想要的上边带频率分量的电平进行测量，根据测量结果调整同相和正交调制支路的基带增益和本机振荡器相位误差，以使不想要的边带最小化。
文档编号H03C3/40GK1778035SQ200480010954
公开日2006年5月24日 申请日期2004年4月20日 优先权日2003年4月24日
发明者A·帕萨, A·福托瓦特-阿马迪, A·法福里, M·耶纳比, E·里乌, S·哈恩 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司