专利名称：幂级数展开型数字式预矫正器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于减少放大器的非线性失真的装置，尤其是涉及幂级数展开型数字式预矫正器。
背景技术：
为了以线性调制方式确实可靠地进行振幅变化的信号的无线发送，必须对在功率放大器中产生的非线性失真进行充分的补偿。用于这种目的的预矫正(pre-distortion)法，是向功率放大器的输入信号附加能消除在功率放大器中导入的失真成分的逆失真成分，以抵消在功率放大器中产生的失真。要得到好的抵消效果，必须高精度地设定向输入信号导入的失真成分的振幅和相位。
实现预矫正的一种方法，是利用从检查表中查出适合于输入信号的失真成分的检查表型预矫正器(例如参照非专利文献1)。如果要求进行更高精度的失真补偿，则公知有将功率放大器的非线性特性用幂级数展开进行模型化的幂级数展开型的预矫正器(例如参照非专利文献2)。专利文献1中所公开的方法是，为了进行幂级数展开型数字式预矫正器的自动控制，通过对功率放大器的输出信号和数字式预矫正器中生成的各次数的失真信号进行高速傅立叶变换(FFT)，并分别进行频率变换，算出各次数的系数。同样地，非专利文献3所公开的方法是，计算在数字式预矫正器中生成的信号的公矩阵，将功率放大器的输出信号和数字式预矫正器中生成的信号之差作为误差信号，控制数字式预矫正器的各次数的系数。非专利文献4公开的内容是，利用某种载波的导频信号自动控制幂级数展开型数字式预矫正器，跟踪功率放大器的温度变化和经年变化。该技术已经被普遍应用于车载电话中继用信号发送放大器中。
专利文献1.美国专利第5,164,678号说明书非专利文献1.H.Girard，and K.Feher，”A new baseband linearizerfor more efficient utilization of earth station amplifiers usedfor QPSK transmission”，IEEE，Select Areas Commun.，Vol.SAC-1，No.1，1983.
非专利文献2.冈本、野岛、大山、“基于IF对预矫正器的行波管放大器的非线性失真补偿法的探讨”，电子信息通信学会技术研究报告，MW76-112，1976非专利文献3.G.Lazzarin，S.Pupolin，and A.Sarti，“NonlinearityCompensation in Digital Radio Systems”，IEEE Trans.Commun.，Vol.42，No.2/3/4，Feb/March/April 1994非专利文献4.T.Nojima，and T.Konno，“Cuber PredistortionLinearizer for Relay Equipment in 800MHz Band Land Mobile TelephoneSystem”，IEEE Trans.Vech.Tech.，Vol.VT-34，No.4，Nov.1985非专利文献5.H.Ku，D.McKinley，and J.SKenny，“QuantifyingMemory Effects in RF Power Amplifiers”，IEEE Transactions onMicrowave Theory and Techniues，Vol.50，No.12，pp.2843-2849，Decc.2002在现有技术的幂级数展开型数字式预矫正器中，在功率放大器的输出得到充分的补偿的情况下，或利用窄带调制波等情况下，可得到良好的失真补偿效果。可是，要使功率放大器以更高的效率工作，需要进一步压缩输出补偿。也就是说要求预矫正器具有更高的失真补偿能力，使得在大输入功率时也能保持线性工作。
图2是对功率放大器的输出电压和3次失真成分的相位的相对大小之间的关系进行研究的实验结果。在实验中，将图1B所示的中心频率为fo的具有规定的振幅和频率的两个基波或载波(CW2波)102、104，以各种输入功率输入到功率放大器中，然后研究输出信号。在功率放大器的输出信号中，除了被放大的基波102、104，还产生非线性失真成分，即3次失真成分106、108。虽然一般还产生3次以上的高次失真成分，但为了便于说明，在图1(B)中只画出了3次失真成分。图2的两个曲线202、204分别对应于如图1(B)的左侧所示的3次失真成分106和右侧所示的3次失真成分108。理想的情况是，这2个曲线在全部输出功率上都一致。这是因为如果二者一致，补偿一方的3次失真成分，直接也就补偿了另一方的3次失真成分。可是，如果二者不一致，即使补偿了一方的3次失真成分，而另一方的3次失真成分未能得到补偿，依然残留在信号中。如图2所示，大体在功率比较低时，两者几乎一致。这与在输出补偿被充分确保的情况下，可得到良好的失真补偿效果的事实相符。可是，在输出功率大的情况下，两个曲线202、204不一致，分别取不同的值。即，在输出补偿没有被充分确保的区域，很难进行失真补偿。像这样，3次(或其以上的成分)失真成分，依频率的高低而取不同的值，这种现象就是公知的“记忆效果”。利用时变滤波器的模型处理记忆效果的方法，例如记载于非专利文献5。
可是，向预矫正器输入的信号，有某种程度的随机性。而且，对应于随着时间变化的输入信号，记忆效果的形式也可能不一样。即，非线性失真成分的频率依存性也可能随着时间变化。可是，现有技术的预矫正器没有被设计为能够充分的与那样的变化随动，当然也就不能充分地进行高精度的失真补偿。也有提出使用导频信号跟踪失真成分随时间的变化的。可是，导频信号并不是能随时得到，必须利用与发送信号不同的导频信号进行失真补偿工作，很难用导频信号简单且高精度地进行失真补偿。该失真补偿动作，例如，包括向预矫正器输入预定的导频信号、向功率放大器输入预矫正器的输出、扫描整个频率范围寻找非线性失真成分和调整各种参数以抑制发现的失真成分等，这些步骤和结构比较复杂。
而且，还提出了一种今后将在实用化的无线通信系统中使用宽带调制信号的方案。系统要求对跨越数10MHz以上的宽带的信号进行高精度的失真补偿。使用的频率范围越大，随频率变化的非线性失真成分的变动量也会变大，因此上述的问题将会日益严重。
发明内容
本发明了为解决上述问题点中的至少一个而提出，目的在于提供一种能够对功率放大器进行高精度的非线性失真补偿的幂级数展开型数字式预矫正器。
根据本发明的一个实施方式，能够提供一种幂级数展开型数字式预矫正器，其特征在于，具有向输入的数字信号导入预定次数的非线形失真信号的失真信号导入单元，并补偿功率放大单元的非线性失真，所述失真信号导入单元具有乘法器单元，对应所述次数对信号进行乘方；和有限脉冲响应滤波单元，与所述乘法器单元串联连接，自适应控制单元，接收参照信号，自适应控制所述有限脉冲响应滤波单元的分接系数，使得所述参照信号接近期望值。
由于能够自适应控制所述有限脉冲响应滤波器的分接系数，所以能够提高失真补偿精度。
根据本发明的一个实施方式，所述参照信号，是从所述数字信号导出的前馈信号。由于是根据被放大前的信号进行自适应控制，所以能够实现控制的高速化。
根据本发明的一个实施方式，所述参照信号，是从所述功率放大单元的输出导出的反馈信号。由于是根据实际被放大的信号进行自适应控制，所以能够实现更高精度的控制。
根据本发明的一个实施方式，所述反馈信号，是通过从所述功率放大单元的输出导出的数字信号中除去与输入的数字信号成比例的和/或与输入的数字信号的乘方成比例的信号而形成的。通过除去信号成分中占支配地位的基波成分(线性成分)，能够抽取出应被抑制的非线性成分。
根据本发明的一个实施方式，所述参照信号，是由从所述数字信号导出的前馈信号和从所述功率放大单元导出的反馈信号所形成的。通过具有前馈和反馈通路，能够实现控制的高速化和高精度化。
根据本发明的一个实施方式，所述失真信号导入单元具有向输入的数字信号导入一定次数的非线性失真信号的第一失真信号导入单元和导入其他次数的非线性失真信号的第二失真信号导入单元。能够对次数不同的非线性失真进行适当补偿。
根据本发明的一个实施方式，在所述乘法器单元的输入侧和/或输出侧连接有所述有限脉冲响应滤波器。通过适当选择设置有限脉冲响应滤波单元的位置，能够提高失真抑制或者失真补偿精度。
根据本发明的幂级数展开型数字式预矫正器，能够对功率放大器进行高精度的非线性失真补偿。
图1是表示功率放大器的大致的输入输出特性和信号频谱的图。
图2是表示对应功率放大器输出电压的3次失真成分的相位大小的实验结果的图。
图3是使用了本发明第一实施例的数字式预矫正器的发送机的示意图。
图4是表示数字式预矫正器的详细的方框图。
图5是一实施例的数字式预矫正器的方框图。
图6是一实施例的数字式预矫正器的方框图。
图7是一实施例的数字式预矫正器的方框图。
图8是表示被线性或非线性地放大了的信号成分的模式化的频谱图。
图9是使用了一实施例的数字式预矫正器的发送机的部分示意图。
图10是使用了一实施例的数字式预矫正器的发送机的部分示意图。
图11表示用于调整如图10所示的FIR滤波器的分接系数的概略的流程图。
图12是表示本发明的第2实施例的数字式预矫正器的方框图。
图13是表示本发明的第3实施例的数字式预矫正器的方框图。
图14是表示一实施例的数字式预矫正器的方框图。
图15是表示一实施例的数字式预矫正器的方框图。
图16是表示一实施例的数字式预矫正器的方框图。
图17是表示一实施例的数字式预矫正器的方框图。
图18是使用了第3实施例的数字式预矫正器的发送机的部分示意图。
图19是使用了一实施例的数字式预矫正器的发送机的部分示意图。
图20是使用了一实施例的数字式预矫正器的发送机的部分示意图。
图中302-数字式预矫正器；304-DAC；306-正交调制器；308-频率转换器；310-功率放大器；312-方向性耦合器；314-频率转换器；316-正交解调器；318-ADC；320-系数乘法器；322-加法器；324-失真信号导入部；326-自适应控制器；402、412-乘法器；404、414-系数乘法器；406、407、416-有限脉冲响应滤波器；408、417、418-加法器；502-系数乘法器；504-减法器；506-自适应算法部；602-乘法器；604-系数乘法器；606-减法器；507-自适应算法部；702-乘法器；704-系数乘法器；706-减法器；708、712-系数乘法器；710、714-减法器；716、718-自适应算法部；802-基波成分；803-3次失真成分；805-5次失真成分；1202-数字式预矫正器；1204、1210、1220-系数乘法器；1208、1218-乘法器；1212、1222、1213、1223-有限脉冲响应滤波器；1214-、1224-加法器；1226-自适应控制器；1326-自适应控制器；1404-减法器；1406、1407-自适应算法部；1502-系数乘法器；1504-减法器；1602-乘法器；1604-系数乘法器；1606、1608-减法器；1702-乘法器；1704系数乘法器；1706-减法器；1708、1712-系数乘法器；1710、1714、1720、1722-减法器；1716、1718-自适应算法部。
具体实施例方式
下面，参照
本发明示教的各个实施例。图中的同样的要素赋予相同的参照序号。概略地讲，第一实施例利用了反馈控制，第二实施例利用了前馈控制，第三实施例利用了反馈控制和前馈控制两者。
图3是使用了本发明的第一实施例的数字式预矫正器的信号发送机的部分示意图。该发送机的发送通路上，包括数字式预矫正器302、数模转换器(DAC)304、正交调制器306、频率转换器308和功率放大器310。在该发送机的反馈通路上，包括方向性耦合器312、频率转换器314、正交解调器316、模数转换器(ADC)318。而且，数字式预矫正器302具有系数乘法器320、加法器322、失真信号导入部324和自适应控制器326。
数字式预矫正器302接收图中左侧所示的数字发送信号。数字发送信号的I和q分别输入到数字式预矫正器。数字发送信号一般是如本实施例那样使用基带信号，但根据用途也可以使用中间频带的信号。把这些信号输入到系数乘法器320，对信号的振幅和/或相位进行调整，使其达到相当于如a1所示的适当的常量(一般是复数)。被调整后的各个信号，被分别输入到加法器322的一侧的各个输入端。一方面，失真信号导入部324也接收数字发送信号，对应同相成分和正交成分分别生成非线性失真信号，并将其输入到加法器322的另一侧的输入端。自适应控制器326，控制失真信号导入部324的动作。关于在数字式预矫正器302中进行的详细动作，将在后面叙述。
数模转换器304，按照同相成分(I)和正交成分(Q)，分别将在数字式预矫正器302生成的数字信号(导入了非线性失真的信号)，转换为模拟信号。
正交调制器306将按照同相成分(I)和正交成分(Q)分别得到的信号合成为一个调制信号。该调制信号y(t)，例如能够按照下式进行合成。
y(t)＝yi(m)cos(2πft)-yq(m)sin(2πft)其中，yi(m)，yq(m)是数字发送信号的第M个信号的同相成分和正交成分。
频率转换器308将基带或中间频带的调制信号转换为射频(RF)频带的高频信号(上行转换)。
功率放大器310，将输入的高频信号的功率能级放大到适合无线发送的能级。功率放大器310的输出信号(被放大的信号)，不仅具有将输入信号线性放大的信号成分，还具有因非线性放大而产生的失真成分。该非线性失真的影响，由数字式预矫正器302在数字发送信号被放大之前附加在该数字发送信号上的失真信号所抵消。功率放大器310的输出信号，作为在以后的发送机输出，通过通过天线(未图示)进行无线发送。
一方面，反馈通路的方向性耦合器312，抽取发送信号的一部分。频率转换器314，将该被抽取的信号的频带，转换(下行转换)为基带或者中间频带。正交解调器316将下行转换信号分离为同相成分(I)和正交成分(Q)。模数转换器318按照同相成分和正交成分将模拟信号转换成数字信号，并将其输入到数字式预矫正器302的自适应控制器326。
图4表示数字式预矫正器数字式预矫正器302的详细的方框图。由于对同相成分和正交成分的信号处理的原理是相同的，所以为简单起见，只画出了对其中一种成分(例如同相成分)进行处理的要素。在失真信号导入部324的有关3次失真成分的通路上，具有乘法器402、404和有关3次失真成分的(FIR3)有限脉冲响应滤波器406、408。失真信号导入部324的关于5次失真成分的通路，包括乘法器412、414、有关5次失真成分的(FIR5)416、和加法器418。并且可以同样地设置未图示的有关高次失真成分的通路。
系数乘法器320、404、414对输入的信号乘以由a1、a3、a5等所示的预定的常量(一般是复数)。乘法器402对输入信号进行3次乘方并输出，乘法器412对输入信号进行5次乘方并输出。FIR3、FIR5将输入的信号与过去输入的信号一起加权平均化并输出。该加权又称为分接系数(Tap coefficient)。这些数字滤波器FIR，一般是通过将串联连接的多个延迟元件的各输出乘上各自的加权，并合成被加的各输出，而形成输出信号。或者为了得到相同的输出信号，也可以例如构成利用傅立叶变换和反傅立叶变换在频带区间进行主要的计算处理的FIR滤波器。这些数字信号处理，可以利用微处理器、DSP、FPGA和其他的现有的要素进行。
下面，对第一实施例的数字式预矫正器302的动作原理进行说明。设输入到数字式预矫正器302的数字发送信号为u(m)。这里的m是用于指定取样数的参数。设取样间隔为T，则进行取样的时间t的表达式为t＝mT …(1)。
首先，系数乘法器320的输出x1的表达式为x1＝a1·*u(m) …(2)其次，滤波器FIR3的输出x3的表达式为x3＝a3·W3BH·U3(m) …(3)在这里，W3B是由滤波器FIR3的N+1个分接系数构成的N+1维矢量，可表示为W3BH＝(W0(m)、W1(m)、…、WN(m)) …(4)H表示进行复数共扼转置。U3(m)是输入到滤波器FIR3的由现在和过去的信号构成的N+1维向量，可以表示为U3(m)H＝(u(m)3、u(m-1)3…、u(m-N)3) …(5)。滤波器FIR5的输出x5也可以表示为X5＝a5·W5BH·U5(m) …(3)在这里，W5B是由滤波器FIR5的N+1个分接系数构成的N+1维矢量，U3(m)是输入到滤波器FIR3的由现在和过去的信号构成的N+1维向量。以下可同样地根据需要求出更高次的信号成分x7、x9。
系数乘法器320的输出x1，相当于将数字发送信号线性放大的信号。滤波器FIR3的输出x3相当于非线性放大的信号的3次失真成分。滤波器FIR5的输出x5也相当于非线性放大的信号，不过相当于5次失真成分。可同样地得到其后的高次失真成分。这些被非线性放大的信号x3、x5、…表示由数字式预矫正器302附加到发送信号中的失真成分。因此，数字式预矫正器302的输出y(m)可以表示为y(m)=Σi=1∞x2i+1(m)---(6).]]>正如在该技术领域所公知的，非线性失真成分用奇数次的项表示。如上所述，该输出信号y(m)只表示同相成分和正交成分的一种。因此，数字式预矫正器302的输出，更准确地是包含同相成分的yi(m)和正交成分的yq(m)。然后这些各个成分，按照y(t)＝yi(m)cos(2πft)-yq(m)sin(2πft)…(7)被转换为调制信号y(t)。
如果功率放大器310的输入信号为y(t)，那么其输出信号z(t)z(t)=b1y(t)+b3y(t)3+·····=Σi=1∞b2i+1y2i+1(t)]]>…(8)可以用输入信号的幂级数表示。I次失真成分用幂级数展开式(8)的i次项表达，其中系数bi相当于i次失真成分的影响度。并且，在数字式预矫正器302的输出和功率放大器310的输入之间，存在上述的元件304、306、308等。但是，需要注意的是，由于基于这些元件的信号形式的变化不属于本发明的信号处理的本质，故省略，将数字式预矫正器302的输出和功率放大器310的输入都作为y(t)进行说明。
从方向性耦合器312抽取的信号，在频率转换器314进行下行转换，通过正交解调器316分解为同相成分和正交成分。这些信号通过模数转换器318的转换，按照各个成分分别形成输入到数字式预矫正器302的反馈信号。这些反馈信号是在数字式预矫正器302中被监测的信号，按成分分别被图示为ZMON(I)(M)，ZMON(Q)(M)。简单起见，将其中的一种称为反馈信号Zmon(m)。根据(8)式，反馈信号Zmon(m)可表示为Zmon(m)＝b1y(m)+b3y(m)3+b5y(m)5+…(11)。
进而，若使用y(m)的表达式(6)，则可以表达为Zmon(m)＝b1(x1+x3+x5+…)+b3(x1+x3+x5+…)3+b5(x1+x3+x5+…)5+… (12)下面，说明系数乘法器320的输出信号x1(在导入失真信号导入部324的失真信号之前的信号)。在仅将该信号x1输入功率放大器310的情况下而得到的输出信号z1，包含通过信号x1被线性放大而生成的线性成分和通过信号x1被非线性放大而生成的非线性成分。输出信号z1可表达为z1＝c1x1(m)+c3x1(m)3+c5x1(m)5+…(13)在这里，ci是功率放大器310的被推测的i次幂级数展开系数。幂级数展开系数ci，可以从功率放大器的输入输出特性求出。
由(12)式减去(13)式，则有表达式Zmon(m)-z1(m)
＝(b1-c1)x1(m)+(b3-c3)x13+(b5-c5)x15+…+b1(x3(m)+x5(m)+…)+b3(x3(m)3+x5(m)3+…)+b5(x3(m)5+x5(m)5+…)+… (14)。
这里，令功率放大器的推测幂级数展开系数ci和实际的幂级数展开系数bi相等(bi＝ci)、并省略高次项，则(14)式可以表示为zmon(m)-z1(m)=b1x3(m)+b1x3(m)+·····=b1Σi=1∞x2i+1(m)=Σi=1∞e2i+1---(15).]]>另外，虽然不同用途的产品有不同的要求，但也可以省略x7(m)、x9(m)…等高于5次的项。如上所述，Zmon(m)-z1(m)相当于仅仅将在数字式预矫正器302的失真信号导入部324生成的失真信号成分x3(m)、x5(m)通过功率放大器310线性放大而得到的输出信号。(15)式的各项相当于有关3次、5次、…各次数的误差信号e2i+1，为了减小这些值，对滤波器FIR3、FIR5等的分接系数进行相应地调整。由此，能够结合失真成分的频率依赖性和时间变动自动地进行分接系数的调整，能够非常有效地进行预矫正。
进一步说明在失真信号导入部324生成的3次失真成分x3。从所述的Zmon(m)-z1(m)，减去推测的大于5次的高次项的影响，得到关于3次失真成分的误差信号e3(m)。
e3(m)=zmon(m)-z1(m)-c1Σi=2∞x2i+1(m)=b1x3(m)-(b1-c1)Σi=2∞x2i+1(m)---(16)]]>这里，令功率放大器的被推测的幂级数展开系数ci和实际的幂级数展开系数bi相等，则误差信号e3(m)可以被简化表示为e3(m)＝b1x3(m)…(17)。
通过使误差信号e3(m)变小地自动调整滤波器FIR3的分接系数，能够在失真信号导入部324生成可在功率放大器310中对被导入的3次失真成分进行有效的补偿的失真成分x3。同样，关于5次失真成分的误差信号e5(m)也可以简化表示为
e5(m)＝b1x5(m)…(18)。
通过使误差信号e5(m)变小地自动调整滤波器FIR5的分接系数，能够在失真信号导入部324生成可在功率放大器310中对被导入的5次失真成分进行有效的补偿的失真成分x5。其后，可同样地生成能够有效地抵消更高次的失真的失真成分x2i+1。
所述的误差信号，在自适应控制中应该是尽可能小的评价函数。根据关于误差信号的数学式(17)、(18)，可知它们不包含热噪音和随机性误差。因此，在分接系数的自适应控制中，可以使与热噪音无关的误差信号变得很小。对于自适应控制自身，可以采用已有的各种算法。作为具体的例子，可以使用最快下降法、LMS法、RLS法等，也可以使用卡尔曼滤波器等。
图5是一实施例的数字式预矫正器的方框图。在本实施例中仅考虑了3次失真成分，忽略了5次及5次以上的失真成分。本实施例中的自适应控制器326包括系数乘法器502、减法器504、自适应算法部506。反馈信号Zmon表示为Zmon(m)＝b1(x1+x3)+b3(x1+x3)3+… (19)。
系数乘法器502的输出为c1x1，其相当于上述的z1。因此，减法器504的输出表示由Zmon(m)-z1(m)_(b1-c1)x1+b1x3＝b1x3＝e3所表达的误差信号。其中，利用了b1＝c1的条件。自适应算法部506接收该误差信号e3，为了使误差信号e3变小而自动调整滤波器FIR3406的分接系数。该调整通过执行如上所述的自适应算法来进行。
图6是一实施例的数字式预矫正器的方框图。在本实施例中仅考虑了3次失真成分，忽略了5次及5次以上的失真成分。本实施例中的自适应控制器326，在系数乘法器502、减法器504、自适应算法部507的基础上还包括3次乘法器602、系数乘法器604、减法器606。反馈信号Zmon表示为Zmon(m)＝b1(x1+x3)+b3(x1+x3)3+…(20)。
系数乘法器502的输出为c1x1，系数乘法器604的输出为c3x13两者之和相当于上述的z1。因此，减法器606的输出表示由Zmon(m)-z1(m)_(b1-c1)x1+(b3-c3)x3+b1x3＝b1x3＝e3表达的误差信号。其中，利用了b1＝c1、b3＝c3的条件。自适应算法部507接收该误差信号e3，为了使其变小而自动调整滤波器FIR3406的分接系数。本实施例中，与图5所示例不同，由于还参考了所述(14)式中的(b3-c3)x3项，所以能够以比图5所示例更高的精度求出误差信号e3。
图7是一实施例的数字式预矫正器的方框图。在本实施例中不仅考虑了3次失真成分，还考虑了5次失真成分。本实施例中的自适应控制器326在包括系数乘法器502、减法器504、3次乘法器602、系数乘法器604、减法器606、FIR3用自适应算法部716的基础上，还包括5次乘法器702、系数乘法器704、减法器706、系数乘法器708、减法器710、系数乘法器712、减法器714和FIR5自适应算法部718。反馈信号Zmon表示为Zmon(m)＝b1(x1+x3+x5)+b3(x1+x3+x5)3+b5(x1+x3+x5)5+… ……(21)减法器706的输出为Zmon(m)-(c1x1+c3x13+c5x15)＝(b1-c1)x1+(b3-c3)x13+(b5-c5)x15+b1x3+b1x5…(22)，与上述(14)式相当。系数乘法器708的输出为c1x5，所以减法器710的输出为(b1-c1)x1+(b3-c3)x13+(b5-c5)x15+b1x3+(b1-c1)x5＝b1x3＝e3，成为关于3次失真成分的误差信号。其中，利用了b1＝c1、b3＝c3、b5＝c5的条件。自适应算法部716接收该误差信号e3，为了使其变小而自动调整滤波器FIR3406的分接系数。
一方面，系数乘法器712的输出为c1x3，所以减法器714的输出为(b1-c1)x1+(b3-c3)x13+(b5-c5)x15+(b1-c1)x3+b1x5＝b1x5＝e5，成为关于5次失真成分的误差信号。其中，利用了b1＝c1、b3＝c3、b5＝c5的条件。自适应算法部718接收该误差信号e5，使其变小地自动调整滤波器FIR5416的分接系数。
利用频谱图说明上述动作。基带的反馈信号Zmon，利用FFT如图8(A)模型化地表示的那样，包括线性放大的基波成分802、非线性放大的3次失真成分803和5次失真成分805。在将关于基波的信号x1进行3次乘方或5次乘方并乘以适当的系数，并将其结果(z1)从反馈信号Zmon中减去后，则如图8(B)所示的那样，基波802和非线性失真成分的一部分被除去。由于残余的5次失真成分，可作为系数乘法器708的输出而得到，所以通过减法器710进一步把其减去，可得到如图8(c)所示的3次失真成分e3。另外，由于3次失真成分作为系数乘法器712的输出而被得到，所以通过减法器714将其减去，则可以抽取出5次失真成分e5。
图9是使用了一实施例的数字式预矫正器的发送机的局部示意图。本实施例与结合图3、图4所说明的内容大体相同。但是在有限脉冲响应滤波器FIR3FIR5的输出与乘法器402、412的输入连接的这一点上，与将这些滤波器的输入与乘法器的输出侧连接的图4的例子不同。乘法器402、404等，可以作为功率放大器310的一部分而建立对应关联。例如，有功率放大器310的输出侧(例如MOSFET的漏极侧)的结构和动作对非线性失真的影响比输入侧(例如栅极侧)更大的情况。在这种情况下，根据FIR滤波器被设置在乘法器之前或之后，功率放大器310的非线性失真的产生方式将会不同，或在失真信号导入部生成的失真成分的精度将会不同。在图9中，通过在乘法器402、412的输入侧设置FIR滤波器，可达到抑制非线性失真或者提高失真成分的精度的效果。更进一步，在图10所示的例子中，通过在乘法器402、412的输入侧和输出侧的两侧设置FIRF3406、FIRB3407、FIRF5416、FIRB5417，实现了对非线性失真的抑制或者失真成分的精度的提高。
图11表示用于调整如图10所示的FIR滤波器的分接系数的概略流程图。从步骤1102开始进行控制。在步骤1104，选择关于I次失真成分的(i为大于等于3的奇数)的设置在乘法器的输入侧的滤波器FIRF，并将该滤波器的分接系数确定为控制对象。例如，选择关于3次失真成分的FIRF3406。在步骤1106，通过使误差信号ei为最小值地进行自适应控制，自动确定分接系数。在步骤1108，判定关于设置在乘法器的输入侧的全部滤波器FIRF的分接系数是否已被调整。如果存在未调整的滤波器，使次数i增加并返回步骤1104，重复同样的步骤。在步骤1108，如果没有未调整的滤波器FIRF，则进至步骤1110。
在步骤1110，选择关于i次失真成分的设置在乘法器的输出侧的滤波器FIRB，并将该滤波器的分接系数确定为控制对象。例如，选择关于3次失真成分的FIRFB407。在步骤1112，通过使误差信号ei为取最小值地进行自适应控制，自动确定分接系数。在步骤1114，判定关于设置在乘法器的输入侧的全部滤波器FIRF的分接系数是否已被调整。如果存在未被调整的滤波器，则使次数i增加并返回步骤1110，重复同样的步骤。在步骤1114，如果没有未调整的滤波器FIRB，则进至步骤1116，结束流程。
本实施例虽然是先调整乘法器输入侧的滤波器的分接系数，然后再调整输出侧的滤波器的分接系数，但也可以颠倒顺序。但不能采用同时调整输入侧和输出侧的顺序。这是因为，如果进行同时调整，则会增加在调整过程中变化的参数，延长得出适当的解所需要的时间以及增加运算负担。
图12是表示本发明第2实施例的数字式预矫正器的方框图。本实施例的数字式预矫正器1202，可以替代图3所示的数字式预矫正器302使用。数字式预矫正器1202在与基波相关的通路上具有系数乘法器1204和加法器1206，在前馈通路上具有自适应控制器1226。数字式预矫正器1202在与3次失真成分相关的通路上，具有乘法器1208、系数乘法器1210、有限脉冲响应滤波器FIR31212和加法器1214。在与5次失真成分相关的通路上，具有乘法器1218、系数乘法器1220、有限脉冲响应滤波器FIR51222和加法器1224。以下可同样地设置未图示的有关高次失真成分的通路。
系数乘法器1204、1210、1220等将输入的信号与用a1，a3，a5表示的规定的常量(一般是复数)相乘。3次乘法器1208对输入信号进行3次乘方并输出，5次乘法器1218对输入信号进行5次乘方并输出。FIR3、FIR5将输入的信号与过去输入的信号一起加权平均化并输出。
对第2实施例的数字式预矫正器1202的动作原理进行说明。设输入到数字式预矫正器1202的数字发送信号为u(m)。这里的m是用于指定取样数的参数。设取样间隔为T，则进行取样的时间t的表达式为t＝mT…(23)系数乘法器1204的输出x1的表达式为x1＝a1·u(m) …(24)滤波器FIR3的输出x3的表达式为x3＝a3·W3BH·U3(m) …(25)在这里，W3B是由滤波器FIR3的N+1个分接系数构成的N+1维矢量，可表示为W3BH＝(W0(m)、W1(m)、…、WN(m)) …(26)H表示进行复数共扼转置。U3(m)是输入到滤波器FIR3的由现在和过去的信号构成的N+1维向量，可以表示为U3(m)H＝(u(m)3、u(m-1)3…、u(m-N)3)…(27)。
同样，滤波器FIR5的输出x5也可以表示为X5＝a5·W5BH·U5(m)在这里，W5B是由滤波器FIR5的N+1个分接系数构成的N+1维矢量，U5(m)是输入到滤波器FIR3的由现在和过去的信号构成的N+1维向量。以下可同样地根据需要求出更高次的信号成分x7、x9、…。
本实施例的自适应控制器1226，接收输入到数字式预矫正器1202的数字发送信号u(m)，并根据接收的数字发送信号u(m)和过去的加权，生成新的加权。例如，关于3次失真成分的加权W3B由递推式W3B(m)＝W3B(m-1)+F3B(u(m)) …(28)确定。这里的F3B是依赖于数字发送信号u(m)的N+1维的更新向量。随着使用的自适应算法部的不同而不同。例如，使用维纳霍夫法等，由数字发送信号u(m)算出矩阵要素，求出共方差矩阵R，再将该共方差矩阵R与现在和过去的数字发送信号U(m)H＝(u(m)、u(m-1)…、u(m-N))相乘，求出下一个加权W3B。关于加权的初始值，例如可以预先测定功率放大器310的失真成分的频率依存性，事先设定在自适应算法部中。另外，也可以预先设初始值为0，使自适应算法部边运行边学习。
根据本实施例，由于没有反馈回路，可以能够快速地调整分接系数。而且，由于也不需要反馈通路所必需的信号处理要素，所以可以用简洁的结构进行自适应控制。只是从提高精度的角度出发，还是希望采用基于反馈回路的第一实施例。
图13是表示本发明的第3实施例的数字式预矫正器的方框图。本实施例的数字式预矫正器1302，可以替代图3所示的数字式预矫正器302进行使用。数字式预矫正器1202除了具有图12所示的装置同样的要素之外，自适应控制器1326还接收反馈信号。换句话说，第三实施例中，具有关于反馈控制的回路和关于前馈控制的回路。
自适应控制器1326一边接收从前馈回路接收的数字发送信号u(m)(前馈信号)，一边从反馈回路接收从实际通过功率放大器310的信号中导出的反馈信号u(m)’。然后，为了使前馈信号u(m)和反馈信号u(m)’的差值e(m)为最小值而对滤波器的分接系数进行自适应控制。
E(m)＝u(m)-u(m)’ …(29)由于这样求出的误差信号，也不包含热噪声和随机性的误差，所以能够以极高的精度进行自适应控制。关于分接系数或者加权，例如由例如递推式W3B(m)＝W3B(m-1)+F3B(e(m))…(30)确定。这里的F3B是依赖于误差信号e(m)的N+1维的更新向量。随着使用的自适应算法部的不同而不同。3次失真成分及3次失真成分以上的加权也可以用同样的方法算出。
图14是表示一实施例的数字式预矫正器的方框图。在本实施例中，与图5所示的实施例一样，仅考虑了3次失真成分，忽略了5次及5次以上的失真成分。本实施例中的自适应控制器1326，包括减法器1404和自适应算法部1406。在模拟区域或者数字区域，将本实施例的反馈信号的功率能级调整为合适的能级。虽然在哪个区域调整功率能级都可以，但例如在模数转换器(ADC)318能够进行接收的功率范围(动作范围)并不充分大的情况下，优选在数字区域进行功率能级的调整。这是由于在ADC的动作区域小的情况下，如果将ADC的输入信号的功率能级调整为小的值，那么ADC的输出信号的精度会劣化。而且，由于功率放大器310的增益是已知的，因此能够准确地知道应该将反馈信号的功率能级调整到何种程度。
减法器1404将前馈信号u(m)和被调整为适当能级的反馈信号u(m)’的差值e(m)输入给自适应算法部1406。自适应算法部1406接收差值e(m)，并对滤波器FIR3406的分接系数进行调整，以减小该差值。该调整通过运行如上所述的已知的自适应算法进行。
图15是表示一实施例的数字式预矫正器的方框图。在本实施例中，与图5所示的实施例一样，仅考虑了3次失真成分，忽略了5次及5次以上的失真成分。本实施例中的自适应控制器1326包括系数乘法器1502、减法器1504、自适应算法部1406和减法部1404。减法器1404将前馈信号u(m)和反馈信号u(m)’的差值e(m)输入给自适应算法部1406。自适应算法部1406接收该误差信号e(m)(＝(b1-c1-1/a1)x1+b1x3＝b1x3)，例如根据上述(30)式自动调整滤波器FIR31212的分接系数，使该误差信号变为最小值。
图16是表示一实施例的数字式预矫正器的方框图。在本实施例中，与图6所示的实施例一样，仅考虑了3次失真成分，忽略了5次及5次以上的失真成分。本实施例中的自适应控制器1326在包括系数乘法器1502、减法器1504、自适应算法部1407的基础上还包括3次乘法器1602、系数乘法器1604和减法部1606、1608。减法器1608生成误差信号e(m)(＝(b1-c1-1/a1)x1+(b3-c3)x13+b1x3＝b1x3)，并输入给自适应算法部1407。自适应算法部1407接收该误差信号e(m)，例如根据上述(30)式自动调整滤波器FIR31212的分接系数，使其变为最小值。
图17是表示一实施例的数字式预矫正器的方框图。在本实施例中，与图7所示的实施例一样，不仅考虑了3次失真成分，也考虑了5次失真成分。本实施例中的自适应控制器1326在包括系数乘法器1502、减法器1504、3次乘法器1602、系数乘法器1604、减法部1606、FIR3用自适应算法部1716的基础上，还包括5次乘法器1702、系数乘法器1704、减法器1706、系数乘法器1708、减法器1710、系数乘法器1712、减法器1714、FIR5用的自适应算法部1718和减法器1720、1722。减法器1720生成与3次失真相关的误差信号e3(m)，并输入给自适应算法部1716。自适应算法部1716接收该误差信号e3(m)，自动调整滤波器FIR31212的分接系数，使其变为最小值。并且减法器1722生成误差信号e5(m)，并输入给自适应算法部1718。自适应算法部1718接收该误差信号e5(m)，自动调整滤波器FIR51222的分接系数，使其变为最小值。7次及7次以上也同样构成，利用误差信号调整分接系数。
图18是使用了第3实施例的数字式预矫正器的发送机的局部示意图。如图所示，对同相成分(I)和正交成分(Q)分别进行自适应控制。
图19是使用了第3实施例的数字式预矫正器的发送机的局部示意图。本实施例与图13等说明的装置大体相同，在有限脉冲响应滤波器FIR3、FIR5的输出与乘法器1210、1220的输入连接的点上，与将这些滤波器的输入与乘法器的输出侧连接的图13的例子不同。本实施例与图9所示的例子相同，通过在乘法器1210、1212的输入侧设置FIR滤波器，实现对非线性失真的抑制或者失真成分的精度的提高。更进一步，在图20所示的例子中，通过在乘法器1210、1212的输入侧和输出侧两侧设置滤波器FIRF31213、FIRB31212、FIRF51223、FIRB51222，实现对非线性失真的抑制或者失真成分的精度的提高。
权利要求
1.一种幂级数展开型数字式预矫正器，用于对功率放大单元的非线性失真进行补偿，其包括失真信号产生单元，被设置成向提供给所述数字式预矫正器的数字输入信号导入预定次数的非线性失真分量，所述失真信号产生单元具有乘法器单元，被设置成将所述数字输入信号升高至与所述非线性失真分量的预定次数相一致的幂次；和有限脉冲响应滤波单元，与所述乘法器单元串联连接；自适应控制单元，接收参照信号，并自适应地调节所述有限脉冲响应滤波单元的分接系数，使得所述参照信号达到期望值。
2.如权利要求1所述的数字式预矫正器，其特征在于，所述自适应控制单元，根据现在及过去输入到该数字式预矫正器的数字信号确定所述分接系数。
3.如权利要求1所述的数字式预矫正器，其特征在于，所述参照信号是一反馈信号，该反馈信号是通过从根据所述功率放大单元的输出导出的第二信号减去与所述数字输入信号或与该数字输入信号的幂成比例的第一信号来获得的。
4.如权利要求1所述的数字式预矫正器，其特征在于，所述参照信号是根据所述数字输入信号导出的前馈信号与根据所述功率放大单元的输出导出的反馈信号中的至少一个信号。
5.如权利要求4所述的数字式预矫正器，其特征在于，所述自适应控制单元接收作为参照信号的所述前馈信号和所述反馈信号，并调节所述有限脉冲响应滤波单元的分接系数，以减小所述前馈信号与所述反馈信号之差。
6.如权利要求1所述的数字式预矫正器，其特征在于，所述失真信号产生单元被设置成，将多个不同次数的非线性失真分量导入所述数字输入信号中。
7.如权利要求6所述的数字式预矫正器，其特征在于，所述失真信号产生单元具有多组串联连接的乘法器单元和有限脉冲响应滤波单元，每组被设置给与所述多个不同次数的非线性失真分量相对应的多条路径中的一条。
8.如权利要求1所述的数字式预矫正器，其特征在于，所述乘法器单元的输出与所述有限脉冲响应滤波单元的输入相连接。
9.如权利要求1所述的数字式预矫正器，其特征在于，所述有限脉冲响应滤波单元输出与所述乘法器单元的输入相连接。
10.如权利要求1所述的数字式预矫正器，其特征在于，所述失真信号产生单元还具有与所述乘法器单元串联连接的第2有限脉冲响应滤波单元，并且其中一个有限脉冲响应滤波单元置于所述乘法器单元之前，而其中另一个有限脉冲响应滤波单元置于所述乘法器单元之后。
11.一种发送器，包括功率放大单元，用于放大数字发送信号；和数字式预矫正器，与所述功率放大单元相连接，并使用幂级数展开模型对所述功率放大单元的非线性失真进行补偿，所述数字式预矫正器包括失真信号产生单元，被设置成向在被输入给所述功率放大单元之前提供给所述数字式预矫正器的数字发送信号导入预定次数的非线性失真分量，所述失真信号产生单元具有乘法器单元，被设置成将所述数字发送信号升高至与所述非线性失真分量的预定次数相一致的幂次；和有限脉冲响应滤波单元，与所述乘法器单元串联连接；和自适应控制单元，被设置成接收参照信号，并自适应地调节所述有限脉冲响应滤波单元的分接系数，使得所述参照信号达到期望值。
全文摘要
本发明提供一种能对功率放大器进行高精度的非线性失真补偿的幂级数展开型数字式预矫正器。本发明的幂级数展开型数字式预矫正器具有向输入的数字信号导入预定次数的非线形失真信号的失真信号导入单元，所述失真信号导入单元具有按照所述次数对信号进行乘方的乘法器和与所述乘法器串联连接的有限脉冲响应滤波器。并且所述预矫正器还具有自适应控制单元，其接收参照信号，对所述有限脉冲响应滤波器的分接系数进行自适应控制，使所述参照信号接近期望值。由于对所述有限脉冲响应滤波器的分接系数进行自适应控制，所以能够提高失真补偿精度。
文档编号H03F1/32GK1649260SQ20051000672
公开日2005年8月3日 申请日期2005年1月31日 优先权日2004年1月29日
发明者铃木恭宜, 水田信治, 山尾泰 申请人:株式会社Ntt都科摩