专利名称：高频功率放大器电路及无线通信系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及对应用到高频功率放大器电路有效的技术，该高频功率放大器电路使用在例如蜂窝电话等等的无线通信系统中，用于放大和输出高频信号，以及涉及使用该高频功率放大器电路的无线通信系统；并且更具体地，涉及用于改进无线通信系统输出功率的检测准确性的技术，其中该无线通信系统具有一个用于通过使用电流检测方法来执行输出功率检测的检测电路，其中对于高频功率放大器电路的反馈控制，输出功率的检测是必需的。
背景技术：
通常，用于在调制之后放大信号的高频功率放大器电路安置在例如蜂窝电话等无线通信设备(移动无线通信设备)的发射端的输出单元中。常规的无线通信设备设置有一个自动功率控制电路(APC电路)，用于通过检测高频功率放大器电路的输出电平，以将一发射要求电平(输出电平指定信号)与一检测信号进行比较，产生一个实现高频功率放大器电路的反馈控制的输出控制信号Vapc，以控制高频功率放大器电路的放大系数，使得输出功率对应于从基带电路或者微处理器的控制电路等输送的发射要求信号(例如，参考专利文件1)。在过去，通常通过使用耦合器来执行所述反馈控制所必需的输出电平检测。
使用耦合器的常用高频功率放大器电路的输出电平的检测方法使得减小模块尺寸变得很难。此外，在使用耦合器的情况下，当将一个参考电压施加到耦合器一端以提高检测灵敏度时，需要一些时间。在这种情况下，因为需要根据组件的变化来进行参考电压的最优设定，以及调整电压等等，所以导致了设定者负担将会增加的缺陷。使用耦合器还会导致发生相对大的功率损失的缺陷。
因此，本发明的申请人已经开发了与基于电流检测方法的无线通信系统有关的发明，其包括一个电流检测晶体管，用于接收功率放大晶体管的输入信号，并且输出一个与功率放大晶体管中流动的电流成比例的电流，其中所述功率放大晶体管用于放大高频信号；以及一个电流镜电路，用于输送该电流检测晶体管的电流，其中，由该电流镜电路产生的电流被变换为一个电压，以作为一个输出电平检测信号使用，由此通过将检测的输出电平与一个发射要求电平进行比较，来控制输出电平，而且此后申请人已经对该专利提交了申请(专利文件2)。
日本未审专利公开No.2000-151310[专利文件2]日本专利申请公开No.2000-523757发明内容图12是概括地示出由本申请人开发的高频功率放大器电路的反馈控制系统的方框图，其具有基于电流检测方法的输出功率检测电路。在图12中，参考数字10表示功率放大器电路，用于放大高频信号Pin；20表示输出功率检测电路，用于检测功率放大器电路10的输出电平，并且输出与该输出电平对应的电流；40表示一个电阻，其作用为一电流-电压变换装置，用来将输出功率检测电路20的输出电流变换成一个电压；以及50表示一个差分放大器(APC电路)，用于将该电流-电压变换装置40的输出电压与从基带电路或微处理器控制电路等等(例如，参考专利文件1)输送来的输出电平指定信号Vramp作比较。反馈控制系统具有这样一个配置，使得由差分放大器50产生依据输入电位差的控制信号Vapc，并将其输入到功率放大器10，由此通过控制功率放大器10的增益来控制输出功率。
输出功率检测电路20包括检测晶体管Q1，其中经由一个电阻R1将与功率放大器10的最后放大级中的功率放大晶体管(未示出)的输入信号相同的信号施加到该检测晶体管Q1的栅极端上；电流镜晶体管Q2，其经由电阻R2与晶体管Q1串联；晶体管Q3，其以电流镜的方式与晶体管Q2连接；以及平方根变换电路21，用于将晶体管Q3的漏极电流变换为一个等于该漏极电流的平方根的电流，以及通过合理地设置功率放大晶体管与检测晶体管Q1的尺寸比例n(例如，n＝10)，使得一个与功率放大晶体管中流动的电流成比例的电流在检测晶体管Q1中流动。此外，通过包含晶体管Q2、Q3的电流镜电路将晶体管Q1的电流传送到晶体管Q3，从而将晶体管Q3中流动的漏极电流变为一个与功率放大晶体管的输出功率相关的电流。设置平方根变换电路21，以改进在低输出功率区中的控制灵敏度，而与此有关的技术公开在申请人先前提交的专利申请中(参考日本专利申请No.2003-116789)。
对于基于电流检测方法的输出功率检测电路，如上所述，检测准确性被提高到这样一个程度，即功率放大器的最后放大级中的功率放大晶体管的偏置状态与检测晶体管Q1的偏置状态相同。因此，与最后放大级中功率放大晶体管的工作电源电压相同的电源电压(通常为电池电压)被用作输出功率检测电路20的工作电源电压。此外，GSM模式的蜂窝电话的最后放大级中的功率放大晶体管工作在接近于饱和区的状态下。因此，在图12所示电路中，电阻R2将检测晶体管Q1连接到电流镜晶体管Q2，由此检查检测晶体管Q1的漏极电压，从而使得检测晶体管Q1的偏置状态处于一接近于饱和状态的状态。结果是，大大地提高了输出功率检测电路20的检测准确性。
然而，目前在蜂窝电话中使用的锂电池在刚充电之后处于大约4.6V的高电压，而与此相反，在该电池被放电至一个需要充电的电压电平之后，其处于大约3.1V的低电压。因而，在一个电源电压Vdd处于最大值(4.6V)或者最小值(3.1V)的情况下，如果输出功率Pout的偏差ΔPout(即在标准值(3.5V)处输出功率的偏差ΔPout)如图所示，那么可以看到ΔPout经历了一个变化，以形成一个大的波动(swell)，这取决于输出功率Pout的大小，而在同时，可以看到，在其电源电压Vdd处于最大值的输出功率Pout增大时的ΔPout变化行为与其电源电压Vdd处于最小值的输出功率Pout增大时的ΔPout变化行为相反，如图13所示。
因而，需要有一个用于提供输出电平指定信号Vramp的大表格数据，以补偿ΔPout的变化，从而使得用于存储该表格数据的存储器的存储容量需要增加，同时准备这种表格数据的时间周期也要延长，由此导致软件和硬件成本增加的问题。附带地，图13所示曲线涉及到一个电路，该电路用于经由电容C0将从最后放大级中的功率放大晶体管的输出端取得的AC分量施加到连接晶体管Q2和电阻R2的节点上，如图12所示电路中由虚线所表示的那样。电容C0的功能将在后面详细描述。
本发明的一个目的是在无线通信系统中提供一种高频功率放大器电路，以及提供一种使用该高频功率放大器电路的无线通信系统。其中，该高频功率放大器电路能够减少输出功率的偏差对电源电压的依赖性，以及减少用于补偿输出功率变化的表格数据的数量，由此能够通过缩短用于准备表格数据的时间周期同时减小所需的存储容量来使成本减少，该无线通信系统通过使用电流检测方法来执行输出电平的检测，其中该输出电平的检测是高频功率放大器电路的反馈控制所必须的。
此外，本发明的又一目的是提供一种高频功率放大器电路，其能够提高输出电平的检测准确性，其中该输出电平的检测是高频功率放大器电路的反馈控制所必须的，以及能够执行具有更高精确度的输出功率控制，以及提供一种使用该高频功率放大器电路的无线通信系统。
通过参考附图对本发明的优选实施例的描述，本发明的以上和其它目的，以及新颖的特征将更加明显。
本申请中所公开的本发明的典型实施例简述如下。
更具体地，一种无线通信系统，用于通过使用一种电流检测方法来执行输出电平的检测，其中该输入电平的检测是高频功率放大器电路的反馈控制所必需的，其包括一个差分放大器，用于比较一个输出功率检测信号和一个输出电平指定信号，由此根据其间的电位差来产生一个用于控制高频功率放大器电路的增益的信号。对于该无线通信系统，可以将一个其电压变化低于高频功率放大器电路的工作电源电压的变化的电源电压用作为该输出功率检测电路的工作电源电压。此外，设置了一个电容，经由该电容从高频功率放大器电路的最后放大级中的功率放大晶体管的输出侧取得AC分量，由此将其施加到输出功率检测电路的内部。
通过采用以上所述装置，由于将变化小的电源电压作为输出功率检测电路的工作电源电压使用，所以即使根据电源电压的变化，输出功率经历了一个变化，检测该变化的晶体管的工作电源电压也不会经历太大的变化，从而可以减小输出功率的偏差对电源电压的依赖性。而且，通过安置一个电容，经由该电容从高频功率放大器电路的最后放大级中的功率放大晶体管的输出侧取得AC分量，由此将其施加到输出功率检测电路的内部，可以在考虑反射波的影响之后，检测输出功率电平，从而提高了检测准确性，由此使得能够以更高的精度实现输出功率的控制。
此外，优选地，设置第二检测晶体管和一个偏置产生电路，使得它们并联到第一晶体管(电流检测晶体管)，其中，该第二检测晶体管的栅级端上施加有从高频功率放大器电路的最后放大级的功率放大晶体管的输出侧取得的AC分量，该偏置产生电路用于给第二检测晶体管的栅极端提供一个工作点，该第一晶体管的栅极端上施加有与高频功率放大器电路的最后放大级中的功率放大器晶体管的输入信号相同的信号。通过这种做法，在考虑反射波的影响之后检测输出功率电平的同时，第二检测晶体管可以工作在任何合适的工作点上，从而可以改进检测准确性，由此使得能够以更高的精确度实现输出功率的控制。
正如本申请所公开的，在下面简要描述从本发明的典型实施例获得的效果。
更具体地，根据本发明的无线通信系统，用于通过使用电流检测方法，来执行高频功率放大器电路的反馈控制所必需的输出电平的检测。对于该无线通信系统，通过减小输出功率的偏差对电源电压的依赖性，可以减少用于补偿输出功率的变化的表格数据的数量，由此通过缩短准备表格数据的时间周期，同时减小必需的存储容量，来实现成本减小。另外，本发明具有的优势效果在于提高了高频功率放大器电路的反馈控制所必需的输出电平检测的准确性，由此使得能够以更高的精确度来实现输出功率的控制。
图1是概括地示出根据本发明的高频功率放大器(功率模块200)的实施例的配置的方框图；图2是示出根据第一实施例的图1中的高频功率放大器的输出功率检测电路220的电路图；图3是示出运行来找到在应用本发明的图1所示的系统中输出功率Pout的输出偏差的模拟结果的图形；图4(A)和4(B)都是特性图，其中图4(A)表示分别在根据第一实施例和前述申请的高频功率放大器电路的反馈控制系统中，功率放大器的输出电压Vout和检测输出Vsns之间的关系，以及图4(B)表示分别在根据第一实施例和前述申请的高频功率放大器电路的反馈控制系统中，输出电平指定信号Vramp和输出功率Pout之间的关系；图5是示出根据本发明的图1中的高频功率放大器电路的输出功率检测电路220的第二实施例的电路图；图6是表示输出控制信号Vapc与检测输出Vsns之间关系的图形，其中输出控制信号Vapc被输送到图1高频功率放大器电路的偏置控制电路230，用于通过使用图5的输出功率检测电路220来实现反馈控制，而检测输出Vsns是从输出功率检测电路220输送的；图7是表示在图1的高频功率放大器电路中，输出控制信号Vapc与输出功率Pout之间关系的特性曲线图；图8是通过举例来示出根据图5所示的第二实施例的输出功率检测电路220的一个变型的电路图；图9是示出根据本发明的图1所示高频功率放大器电路的输出功率检测电路220的第三实施例的电路图；图10是示出根据本发明实施例的平方根变换电路221的具体电路实例的电路图；图11是概括地示出应用本发明的能够基于GSM以及DCS两个通信模式进行无线通信的双频带型通信系统的配置的方框图；图12是概括地示出申请人先前所开发的高频功率放大器电路的反馈控制系统的配置的方框图；以及图13是示出运行来找到在本发明开发之前研究的基于电流检测方法的高频功率放大器电路的反馈控制系统中的输出功率Pout的输出偏差的模拟结果的图表。
发明详述下面通过参考附图，来描述本发明的优选实施例。
图1是概括地示出根据本发明的高频功率放大器(功率模块200)的实施例的配置的方框图。在本说明书中，利用设置在绝缘板(例如陶瓷板)表面上的印刷布线将多个半导体芯片和分立组件安装在该绝缘板上，并且该多个半导体芯片和分立组件被配置为使其被处理成好像是通过利用印刷布线以及各个焊接线将各个元件彼此连接而成一个组件，使得各个元件能够完成预定的功能，其被认为是一个模块。
根据本发明的功率模块200包括一个高频功率放大器单元210，其包括多个功率放大FET(场效应晶体管)，分别用于放大高频输入信号Pin；一个输出功率检测电路220，用于检测高频功率放大器单元210的输出功率；一个偏置控制电路230，用于给高频功率放大器单元210的各级中的功率放大FET提供偏压，由此来控制流到各个FET的无功电流(idle current)；以及一个差分放大器(APC电路)250，用于根据通过将从外部基带单元输送来的输出电平指定信号Vramp与一个从输出功率检测电路220输送来的检测电压Vsns相比较所获得的电位差，来向偏置控制电路230提供控制电压Vapc。
根据本实施例的高频功率放大器单元210包括功率放大FET211、212、213三个单元，但不限于此，并且在三个单元中，各个后级中的FET 212、213的各自栅极端分别连接到处于FET 212、213的前一级中的FET 211、212的各个漏极端，由此，将三个级中的放大器电路构成为一个整体。此外，将偏置控制电路230所提供的栅极偏压Vb1、Vb2、Vb3施加给各个级中的FET 211、212、213的各自栅极端，由此使分别相应于这些电压的无功电流分别流到FET 211、212、213。偏置控制电路230可以是一个用于通过分阻来产生栅极偏压Vb1、Vb2、Vb3的分阻类型，或者是一个通过使用以电流镜方式连接到在各个级中的FET 211、212、213的多个FET来产生栅极偏压Vb1、Vb2、Vb3的电流镜偏置类型。
将电源电压Vdd经由中间的电感L1、L2、L3分别施加到各个级中的FET 211、212、213的各个漏极端。在初始级中的FET 211的栅极端与输入端IN之间设置了一个阻抗匹配电路241和一个用于阻隔直流(DC)的电容性元件C1，并且经由该阻抗匹配电路以及该电容性元件将高频功率信号Pin输送到FET 211的栅极端。
阻抗匹配电路242以及用于阻隔DC的电容性元件C2将初始级中的FET 211的漏极端连接到第二级中的FET 212的栅极端。此外，阻抗匹配电路243以及用于阻隔DC的电容性元件C3将第二级中的FET 212的漏极端连接到最后级中的FET 213的栅极端。最后级中的FET 213的漏极端经由中间的阻抗匹配电路244和用于阻隔DC的电容性元件C4连接到输出端OUT，由此在阻隔输入高频信号Pin的DC成分之后从输出端OUT发送一个信号Pout，并且放大其AC分量。
此外，在本实施例中，对于功率放大FET 211、212、213，分别由被称为所谓LDMOS(横向扩散型MOSFET)的MOS晶体管制成，该LDMOS的端子横向扩散在芯片上。而且，由虚线包围的根据本发明的功率模块200的一部分被做成一个半导体集成电路，但不特别局限于此。然后，该半导体集成电路IC1、高频功率放大器单元210的电感L1、L2和L3、以及用于输出到输出功率检测电路220的电阻R1和电容C0被安装在一个陶瓷板上，由此构成功率模块。
输出功率检测电路220被配置成，使得在与在最后级中的功率放大FET 213的栅极电压相等的电压经由电阻R1输送到该功率检测电路220时，经由电容C0利用连接到最后级中的功率放大FET 213的漏极端的其中一个端子取得的AC信号也被输送到该功率检测电路220，由此，根据该电压来检测输出功率和该AC信号。
图2是示出根据第一实施例的图1中的高频功率放大器的输出功率检测电路220的电路图。
如图2所示，输出功率检测电路220包括检测晶体管Q1，其中经由电阻R1将与在最后级中的功率放大FET 213的栅极电压相同的电压输送到该检测晶体管Q1的栅极端，并且与功率放大FET 213的漏极电流成比例的电流流过其中；MOS晶体管Q2，其与晶体管Q1的漏极端与电源电压端之间的电阻R2串联连接；MOS晶体管Q3，其栅极与晶体管Q2的栅极共连；平方根变换电路221，其连接到晶体管Q3的漏极端，用于将晶体管Q3中流动的漏极电流变换成与漏极电流的平方根相等的电流Isout；以及电流-电压变换电阻R3，用于将由平方根变换电路221变换的电流Isout变换成一电压，由此将该电压作为检测电压Vsns发送。
电容C0的另一个端子连接到节点N0，该节点N0将MOS晶体管Q2的漏极端和电阻R2进行互连，并且将经由电容C0从最后级中的功率放大FET 213的漏极端取得的AC信号施加到MOS晶体管Q2的漏极端。在MOS晶体管Q2中，其栅极和漏极连接在一起，即，它们是处于所谓的彼此二极管连接，而且晶体管Q2和Q3构成一电流镜电路。在本实施例中，Q2和Q3的尺寸比例设定为1∶1，从而导致与Q2的漏极电流相同的电流在Q3中流动。
电阻R2用于通过检查检测晶体管Q1的漏极电压而来提供接近于最后级中的功率放大FET 213的饱和状态的偏置，由此工作在接近于饱和区的区域，并且电阻R2具有几百欧姆数量级的电阻值。而且，对于连接到检测晶体管Q1的栅极的用于输入的电阻R1，使用具有几十欧姆电阻值的电阻制成，从而使得功率放大FET213的栅极电压中的变化可以被完全传送到检测晶体管Q1的栅极端。电容C0具有0.5到100pF范围内的电容值。
此外，对于根据本实施例的输出功率检测电路220，使用其变化小于电池电压的变化的恒定电压Vreg作为输出功率检测电路220的工作电源电压，其是功率放大FET 213的工作电源电压Vdd。只要恒定电压Vreg的变化小于电池电压的变化，恒定电压Vreg的电平可以高于也可以低于电池电压的电平，但是，与提供一个用于产生高于电池电压的电压的电路(升压型DC-DC变换器)相比，在功率效率上，一般认为提供一个用于产生低于电池电压的电压的电路会更好，从而工作电源电压Vreg优选低于电池电压。在本实施例中，使用例如在2.8V±0.05V的恒定电压Vreg。在已经可以得到一个其被配置成使得在此电平上的恒定电压被从基带LSI提供给高频功率放大器单元的偏置控制电路之后，所以可以构造成使得通过使用具有这种功能的基带LSI，将从外部的基带LSI输出的恒定电压Vreg作为输出功率检测电路220的工作电源电压提供。
如上所述，对于本实施例，由于具有小变化的电源电压被用作为输出功率检测电路220的工作电源电压，所以可以减少输出功率的偏差对电源电压的依赖性，如图3所示。在图3中，实线表示在电源电压Vdd处于允许变化范围内的最大值(4.6V)的情况下，通过运行一个模拟过程得到的在标准值(3.5V)处输出功率Pout的变化ΔPout；而虚线表示在电源电压Vdd处于允许变化范围内的最小值(3.1V)的情况下，通过运行一个模拟过程得到的在标准值处输出功率Pout的变化ΔPout。
根据GSM规范，规定当输出功率在5到11dBm范围内时，输出功率Pout的偏差ΔPout是±6dB，而当输出功率在11到35dBm范围内时，输出功率Pout的偏差ΔPout是±4dB。在图3中，点划线是表示由发明人考虑GSM规范所确定的并且是部分用户期望的目标范围的限制线。从图3可以明显地看出，通过采用具有很小变化的电源电压作为输出功率检测电路220的工作电源电压，可以将输出功率Pout的偏差ΔPout基本保持在目标范围内。而且，通过比较图3和图13，很明显地，与采用具有大的变化的电源电压(例如与高频功率放大器单元210的工作电源电压相等的电池电压)作为输出功率检测电路220的工作电源电压相比，可以减少在高输出区的输出功率Pout的偏差ΔPout中的变化(波动)。
在本发明之前，人们相信与其它方式相比，通过使用与高频功率放大器单元210的工作电源电压相同的电压作为输出功率检测电路220的工作电源电压，由于功率放大FET 213的偏置状态接近于检测晶体管Q1的偏置状态，所以能够获得更好的结果。但是，正如上述从图3可以明显看出的，通过使用具有小的变化的电压作为输出功率检测电路220的工作电源电压，在高输出区，可以获得更好的结果。被确信的是，这是因为在低输出电平区，功率放大FET 213和检测晶体管Q1工作在栅极电压-漏极电流特性曲线中远离饱和区的相对线性区，使得如果各个偏置状态彼此相近，那么该两个晶体管之间的行为没有太大差别，而在高输出电平区，功率放大FET 213和检测晶体管Q1工作在接近于饱和区的所谓肩部特性(shoulder characteristic)区，从而使得只要各个偏置状态彼此稍有不同，两个晶体管的各自栅极电压变化范围就彼此偏离，由此导致各个漏极电流之间的变化量中出现大的偏差。
此外，对于根据本实施例的输出功率检测电路220，由于设置电容C0，该电容C0用于从最后级中的功率放大FET 213的输出侧(漏极端)取得AC信号，以将其输送到输出功率检测电路220的内部节点中，所以可以在考虑反射波的影响之后检测输出功率电平，从而与没有设置电容C0的情况相比，提高了检测准确性。然而，如同在本发明的情况中，使用其变化小于高频功率放大器电路的电源电压的变化的电压作为输出功率检测电路220的工作电源电压的技术，对用于仅仅通过基于功率放大FET 213的栅极电压的电流检测方法而不设置电容C0来检测输出功率的输出功率检测电路，同样也是有效的。
再者，对于根据本实施例的输出功率检测电路220，由于设置有平方根变换电路221，该平方根变换电路221用于将晶体管Q3中流动的漏极电流变换成与漏极电流的平方根相等的电流，所以能够以更高的精确度来控制高频功率放大器电路的输出功率。其原因将在此后说明。
在图4(A)中，根据第一实施例，高频功率放大器电路的输出电压Vout与输出功率检测电路220的输出电压(检测输出)Vsns之间的关系由实线B1表示。另外，在图4(B)中，在根据第一实施例的控制系统中，输出电平指定信号Vramp与输出功率Pout之间的关系由实线B2表示。在图4(A)和4(B)中，虚线A1、A2分别表示在图12所示的控制系统中，高频功率放大器电路的输出电压Vout与输出功率检测电路221的输出电压Vsns之间的关系，以及输出电平指定信号Vramp与输出功率Pout之间的关系，其中在图12所示的控制系统中没有设置根据第一实施例的平方根变换电路221。在没有设置平方根变换电路221的情况下，输出电压Vout与检测输出Vsns之间的关系变成基本上线性，如图4(A)中虚线A1所表示，并且得到的结果是，相对于输出电平指定信号Vramp，高频功率放大器电路输出的变化幅度在低发射要求电平的区域(Vramp小的区域)中变得很大，如图4(B)中虚线A2所示，也就是说，控制灵敏度将恶化。
反之，设置有平方根变换电路221时，正如从图4(A)中明显看出的，相对于输出电压Vout，输出功率检测电路220的输出电压Vsns的变化幅度在输出功率Pout低的区域中变大。结果是，即使相对于输出电平指定信号Vramp，输出功率Pout的变化幅度在低发射要求电平的区域中变大，但在低发射要求电平的区域中仍然提高了相对于(against)输出电平指定信号的高频功率放大器电路的控制灵敏度。由此，能够以高的精确度在整个控制范围内实现高频放大器电路的输出功率的控制。
图5示出了根据本发明的输出功率检测电路220的第二实施例。
根据第二实施例的输出功率检测电路220与根据第一实施例的输出功率检测电路220的区别在于根据第二实施例的输出功率检测电路设置有MOS晶体管Q4，其中将经由电容C0从最后级中的功率放大FET 213的漏极端取得的AC信号另外经由电阻R4施加到MOS晶体管Q4的栅极端，并且晶体管Q4的漏极电压被施加到互连MOS晶体管Q4的漏极端和电阻R2的节点N0上，与之比较，在根据第一实施例的输出功率检测电路220中，其中经由电容C0将从最后级中的功率放大FET 213的漏极端取得的AC信号施加到互连MOS晶体管Q2的漏极端和电阻R2的节点N0上。另外，本实施例具有一种配置，在该配置中，通过用于产生不依赖于电源的参考电压Vref的参考电压产生电路222(例如带隙参考电路)以及用于参考电压产生电路22输出端的阻抗变换的电压跟随器223，来产生作为输出功率检测电路220的电源电压的恒定电压Vreg。
同样，对于根据本实施例的输出功率检测电路220，除了检测晶体管Q1外，还设置了电容C0，使得可以在考虑反射波的影响之后检测输出功率电平，由此使得与没有设置电容C0的情况相比，能够提供检测准确性，其中，在检测晶体管Q1中流动与高频放大FET 213的漏极电流成比例的电流，电容C0用于将从功率放大FET 213的输出侧取得的AC信号输送到输出功率检测电路220。另外，电压跟随器223可以具有这样的配置，使得将通过利用串联电阻来分压其输出所获得的电压输入到放大器的反相输入端，由此产生并输出一个预定电位的电压，该预定电位高于所输送的参考电压Vref。
在图6中，实线D0表示输出控制信号Vapc与检测输出Vsns之间的关系，其中输出控制信号Vapc被输入给图1中的高频功率放大器电路的偏置控制电路230，用于利用根据图5所示实施例的输出功率检测电路220来实现反馈控制，而检测输出Vsns是从输出功率检测电路220输送来的。实线D1到D6中的每一个表示，每次在检测晶体管Q1之漏极侧上的电阻R2的电阻值逐渐增加时，输出控制信号Vapc和从输出功率检测电路220输送的检测输出Vsns之间的关系。图7示出了在图1的高频功率放大器电路中，输出控制信号Vapc和输出功率Pout之间的关系。在这方面，由于图7示出了在APC电路没有反馈控制的情况下的高频功率放大器电路的特性，根据本实施例，在具有比Vapc和Pout之间关系更接近的Vapc和Vsns之间关系的检测电路特性情况下，Pout和Vsns之间的关系变得更加线性，从而可以看到，检测灵敏度将具有更高的精确性。
在图6中，由实线D6所表示的在检测晶体管Q1的漏极侧上的电阻2的电阻值处于最大值时的特性接近于仅仅设置有检测晶体管Q1的检测电路的特性。在将图6与图7进行比较后，由于上述原因，显而易见的是，在根据本实施例的输出功率检测电路中的例子D0的情况中(其中考虑经由电容C0从功率放大FET 213的输出侧取得AC信号)，能够以比其它方式更高的精确度检测输出功率。
图8示出了例示的根据第二实施例的输出功率检测电路220的一个变型。
该变型与图5所示的根据第二实施例的输出功率检测电路220相同，还包括一个偏置产生电路224，用于将一个作为工作点的偏压提供给MOS晶体管Q4的栅极端，其中该MOS晶体管Q4用于接收经由电容C0从功率放大FET 213的漏极端取得的AC信号。
偏置产生电路224包括串联连接的电阻R5和MOS晶体管Q5，延伸在电源端和接地点之间，其中电源端上施加有恒定电压Vreg；电阻R6，用于连接MOS晶体管Q5的栅极端和电流检测MOS晶体管Q4的栅极端，以及电容C5，延伸在MOS晶体管Q5的栅极端和接地点之间。配置MOS晶体管Q5，使得其栅极端与漏极端连在一起，由此作为一个二极管起作用。流过电阻R5和晶体管Q5的电流Ibias确定节点N1处的电位，并将该电位作为偏压提供给电流检测MOS晶体管Q4的栅极端。
对于本实施例，接近于电流检测MOS晶体管Q4阈值电压的电压值被设定为偏压的值，使得电流检测MOS晶体管Q4能够经历B类放大操作。通过这样做，使得与在经历半波整流之前经由电容C0输送的AC波形成比例的电流流到MOS晶体管Q4，由此，使得MOS晶体管Q4的漏极电流包含一个与所接收的AC信号的振幅成比例的DC分量。通过由Q2和Q3组成的电流镜电路，将MOS晶体管Q4的漏极电流和电流检测MOS晶体管Q1的漏极电流的复合电流传送到Q3侧，由此通过平方根变换电路221经历平方根变换，以在随后在被作为检测电压Vsns发送之前，通过电阻R3将其变换成一电压。电阻R6和电容C5相当于低通滤波器，用来防止经由电容C0输送的AC信号干扰偏置产生电路224的晶体管Q5。
图9示出了根据本发明的输出功率检测电路220的第三实施例。
根据第三实施例的输出功率检测电路220与根据第二实施例的输出功率检测电路220的区别仅仅在于经由电阻R4，将经由电容C0从最后级中的功率放大FET 213的漏极端取得的AC信号输送到电流检测MOS晶体管Q1的栅极端，其中在电流检测MOS晶体管Q1的栅级端上施加有与在最后级中的功率放大器FET 213的栅极电压相同的电压；设置有MOS晶体管Q7，如同Q1中的情况一样，该MOS晶体管Q7的栅极上施加有与在最后级中的功率放大FET 213的栅级电压相同的电压；且MOS晶体管Q7的漏极端连接到晶体管Q3的漏极端，其中晶体管Q3的漏极端是电流镜传送的目的地。晶体管2与晶体管Q3的尺寸比例为1∶1。
对于根据第三实施例的输出功率检测电路220，使与最后级中的功率放大FET 213的漏极电流成比例的电流加上根据经由电容C0取得的输出的AC信号的复合电流流进晶体管Q1，由此经由电流镜将其传送到晶体管Q3，并且如同在Q1的情况一样，将复合电流减去晶体管Q7的漏极电流之后的电流输入到平方根变换电路221，由此被变换，其中与最后级中的功率放大FET 213的漏极电流成比例的电流流进晶体管Q7。
在这种情况下，假设晶体管Q1与晶体管Q7的尺寸比例为1∶M(M＞1)，通过合适地设定M值，根据该M值，可以合理地确定基于在最后级中的功率放大FET 213的栅极电压的检测电流与基于经由电容C0取得的输出的AC分量的检测电流之间的检测电流的分布。例如，如果晶体管Q1和Q7在尺寸上是相等的，那么输入到平方根变换电路221的电流只是基于AC分量的检测电流。根据本实施例的输出功率检测电路220的优点在于可以根据所用系统，设定基于功率放大FET 213的栅极电压的检测电流与基于经由电容C0取得的输出的AC分量的检测电流之间的分布。
图10示出了平方根变换电路221的具体电路实例。在图10中，参考数字20表示部分电路，即从图2、8等等所示的输出功率检测电路220中分别去掉平方根变换电路221的那部分电路。
根据本实施例的平方根变换电路221包括第一电流镜电路31，其包括多个n沟道MOSFET，该n沟道MOSFET用于使得从电流镜晶体管Q3输送来的检测电流Isns经历比例减小；第二电流镜电路32，其包括多个p沟道MOSFET，该p沟道MOSFET用于使得从第一电流镜电路31输送来的电流进一步经历比例减小；第三电流镜电路33，其包括多个p沟道MOSFET，该p沟道MOSFET用于使得来自恒流源38的参考电流Iref经历比例减小；第四电流镜电路34，其包括多个p沟道MOSFET，该p沟道MOSFET用于使得从第三电流镜电路33的传送目的地上的电流进一步经历比例减小；运算电路35，用于使用通过这些电流镜电路分别产生的电流来产生一电流，该电流包括与检测电流Isns的平方根相对应的一项；偏置电路36，包括与运算电路35的MOSFET M4串联的MOSFET M5，其上流过与MOSFET M4中的电流相同的电流；MOSFET M6，经由电流镜连接到MOSFETM5，以及MOSFET M7，其串联连接到MOSFET M6，其中通过将M4的漏极电压施加到M7的栅极来给出构成运算电路35的MOSFETM2和M4之间的工作点；以及电流合成电路37，用于使用通过电流镜电路32和34分别产生的电流，从包括对应于由运算电路35产生的检测电流Isns的平方根的项的电流中，减去对应于额外项的各个电流，来输出与检测电流Isns的平方根成比例的电流，其中该额外项是除了对应于平方根的项之外的项。
电流镜电路31到34中的每个通过将MOSFET对的尺寸比率(栅极宽度比)设定为一预定值来产生成比例减小的电流，该MOSFET对的各自栅极彼此共连。更具体地，MOSFET对的尺寸比率(栅极宽度比)分别设定为预定值，使得第一电流镜电路31产生一个减少到1/10的电流；第二电流镜电路32产生一个减少到1/3和1/12的电流，第三电流镜电路33产生一个减少到1/8的电流，以及第四电流镜电路34分别产生减少到1/4和1/16的电流。
假设等于输送到平方根电路30的检测电流Isns的1/30的电流为Is，以及等于来自恒流源38的参考电流Iref的1/32的电流为Ir，流到第一电流镜电路31和第三电流镜电路33的各自传送目的地的电流分别为3Is和4Ir，以及从第二电流镜电路32和第四电流镜电路34的各自传送目的地流向运算电路35的电流分别为Is和Ir。
运算电路35包括MOSFET M2，其中从第二电流镜电路32输入的电流Is在其源极和漏极之间流动；MOSFET M4，其中MOSFETM4的栅极端上施加有MOSFET M2的漏极电压，并且从第四电流镜电路34输入的电流Ir在其源极和漏极之间流动；MOSFET M3，其中该MOSFET M3的栅极端上同样施加有MOSFET M2的漏极电压，并且使得电流合成电路37的传送源的电流流进该MOSFET M3，以及MOSFET M1，其串联连接到MOSFET M3的源极侧。配置MOSFETM1，使得其源极和漏极连接在一起，从而相当于一个二极管。此外，设计M1到M4中的每一个，使得在尺寸上彼此相同(栅极宽度和栅极长度)，以及M1到M4中的每一个设置有一个设定的电源电压Vdd2，从而使其工作在饱和区，同时通过同一处理步骤来制造这些MOSFET，由此具有相同的阈值电压Vth。
在这种情况下，如果MOSFET M1到M4的各自栅极-源极电压被分别表示为VGS1、VGS2、VGS3和VGS4，以及它们的各自漏极-源极电压被分别表示为VDS1、VDS2、VDS3和VDS4，同时将注意力集中在运算电路35的节点N1，从MOSFET M1和M3侧，节点N1的电位被确定为Vn1＝VGS1+VGS3，以及从MOSFET M2和M4侧，节点N1处的电位被确定为Vn1＝VDS2+VDS4，并且由于两个电位彼此相等，所以以下等式成立VGS1+VGS3＝VGS2+VGS4由于MOSFET M1和M3彼此串联，所以在它们中流动的各自电流在大小上是相等的(图中的Iout)，电流Is从电流镜电路32流到MOSFET M2，以及电流Ir从电流镜电路34流到MOSFET M4，从而可以通过下面等式(1)来表示上述等式，该等式(1)基于表示在MOSFET的饱和区中的漏极电流特性的公式
2[Vth+{(2/β)·(L/W)/(1+λ·VDS)}·Iout]＝Vth+{(2/β)·(L/W)/(1+λ·VDS)}·Is+Vth+{(2/β)(1)·(L/W)/(1+λ·VDS)}·Ir在上述等式(1)中，MOSFET M1到M4的各自元件尺寸L/W是相等的，并且由于MOSFET的元件特性，λ·VDS相对于“1”小得可以忽略，从而等式(1)可以整理成如下Iout＝(Is+Ir)/2(2)随后，上述等式(2)可以被下面的等式代替Iout＝(Is+Ir)/4+(Is·Ir)/2(3)因此，等式(3)包括额外项(Is+Ir)/4，而且示出在M3中流动的电流Iout可以利用检测电流Is的平方根来表示。
此外，在根据图10所示的实施例中，设置有电流合成电路37，该电流合成电路37包括电流镜MOSFET M8和M9，其各自栅极彼此共连，并且配置电流合成电路37，使得从第二电流镜电路32输入的电流Is/4和从第四电流镜电路34输入的电流Ir/4都作为电流Iout发送出，且被加到MOSFET M8中流动的电流中，作为电流镜传送的源。而且，设计MOSFET M8和M9，使得它们的尺寸比为1∶10。结果是，一个10倍于比Iout小(Is+Ir)/4之电流的电流流到与MOSFETM8连接的MOSFET M9电流镜。
现在，示出的是，由电流合成电路37所增加的电流(Is+Ir)/4对应于上述等式(3)的第一项。因而，流到MOSFET M9的电流变成了上述等式(3)之第二项的10倍，即10(Is·Ir)/2＝5(Is·Ir)。在根据图10所示的实施例中，上述电流被送出。因而，来自该电路的输出电流是一个与Is的平方根成比例的电流。
同时，如上所述，电流Is对应于输出功率检测电路220的检测电流Isns的1/30。因而，来自图10所示电路的输出电流变成了与输出功率检测电路220之检测电流Isns的平方根成比例的电流。然后，使该电流流到电流-电压变换40的电阻R3，以变换成一电压，并且所转换的电压通过缓冲器41进行阻抗转换，由此将其输入到差分放大器250。
由于温度系数没有包括在等式(3)中，所以根据本实施例的平方根电路的输出电流没有温度依赖性，从而如果参考电流Iref是恒定的，工作特性也是恒定的，而不考虑环境温度的变化，由此能够实现高度稳定的变换。对于不考虑温度变化而提供恒定电流的恒流源，已经知道，通过将具有正温度特性的元件与具有负温度特性的元件相结合来实现温度的补偿，从而可以产生适用于根据本实施例的平方根电路的参考电流Iref，由此通过将这种没有温度依赖性的恒流电路作为恒定电流源38使用来提供参考电流Iref。
另外，在根据图10所示的实施例的电路中，电路中的每一个由彼此连接且以两级层叠的MOSFET电流镜对组成，该电路分别使用在第一电流镜电路31和第三电流镜电路33中，并且这趋向于减少各自产生的电流对电源电压的依赖性。因此，在高稳定电压作为平方根变换电路221的工作电源电压Vdd2提供的情况下，如同在电流镜电路32和34情况一样，在P沟道MOSFET侧可以分别用一级中的一个电流镜电路来取代上述电路。
接着，图11是概括地示出能够进行基于GMSK通信方法的无线通信的双频带型通信系统的结构的方框图，该系统用在使用900MHz频率的GSM(全球移动通信系统)和使用1800MHz频率的DCS(数字蜂窝系统)的两个频带中，以作为可以有效应用根据本实施例的功率模块的无线通信系统的例子。
在图11中，ANT表示用于发射和接收信号无线电波的天线，以及参考数字100表示一个电子设备(此后称作RF设备)，包括高频信号处理电路(基带电路)110，其包含在GSM和DCS系统中能够执行GMSK调制和解调的调制解调器电路，以及一个用于根据发射数据(基带信号)产生I和Q信号并且处理从接收信号中提取的I和Q信号的电路；半导体集成电路(基带IC)，用于处理高频信号，具有形成在一个半导体芯片上用于放大接收信号的低噪声放大器LNA1、LAN2等等，以及带通滤波器BPF1、BPF2，用于从发射信号中除去谐波分量，以及带通滤波器BPF3和BPF4等，用于从接收信号中去除无用的无线电波，其中所有上述部件都安装在一个封装中。Tx-MIX1，Tx-MIX2中每个都是用于分别上变频GSM和DCS的发射信号的变频器，同时Rx-MIX1，Rx-MIX2中每个都是用于分别下变频GSM和DCS的接收信号的变频器。
此外，在图11中，参考数字200表示根据上述实施例的功率模块，用于放大从基带IC 100输入的高频信号，而参考数字300表示前端模块，其包括低通滤波器LPF1、LPF2，用于去除包含在接收信号中的例如谐波等的噪声，分支滤波器DPX1、DPX2，用于合成GSM信号和DCS信号，或者将GSM信号和DCS信号分离，以及开关T/R-SW，用于在接收信号和发射信号之间切换。
如图11所示，在本实施例中，将用于指示是GSM还是DCS情况的模式选择信号(控制信号)VBAND从基带电路110输入到偏置控制电路230，其中，偏置控制电路230根据基于控制信号VBAND的相关模式来产生偏置电流，由此，将该偏置电流输入功率放大器210a或者210b。此外，将输出电平指定信号Vramp从基带电路110输入APC电路(差分放大器)250，其中，APC电路(差分放大器)250通过比较输出电平指定信号Vramp与从输出功率检测电路220输送来的检测电压，来产生相对于(against)偏置控制电路230的控制电压Vapc，而偏置控制电路230根据控制电压Vapc来控制功率放大器210a、210b的各自增益，从而使得据此改变功率放大器210a和210b的各自输出功率。
而且，除了上述设备和模块之外，可以设置微处理器(CPU)(在图11中没有示出)，用于通过产生输出电平指定信号来在整体上控制系统，其中，该输出电平指定信号作为用于控制信号和相对于(against)RF设备100的功率控制信号PCS的基准使用。
已经参考前述实施例，详细说明了发明人所开发的发明，我们的意图是本发明并不局限于上述实施例，并且显而易见的是，本发明可以做出各种改变和修改，而不背离本发明的精神和范围。例如，对于根据实施例的高频功率放大器，输出功率检测电路设置有平方根变换电路221，但是，可以采用这样一个配置，使得省略平方根变换电路221，并且使得电流镜电路的晶体管Q3的漏极电流直接流到电阻R3，由此变换成电压。对于本实施例，LDMOS分别用于功率放大元件211到213。但是，代替LDMOS，可以使用其它晶体管，例如通过标准CMOS工艺CMOS形成的MOSFET、双极晶体管、GaAsMESFET、异质结双极晶体管(HBT)、HEMT等等。
另外，对于上述实施例，用于获取到输出功率检测电路220的AC信号的电容C0被耦合到靠近高频功率放大器单元的最后级中的功率放大FET 213的漏极端的区域，但是，电容C0可以耦合到阻抗匹配电路244中的区域部分，或者耦合到靠近其端子的区域。
在上述说明中，主要说明了将由发明人开发的发明应用到功率模块的情况，功率模块作为能够通过GSM和DCS两种通信系统发射和接收信号的双频无线电通信系统的一个构成部分，这是本发明背景技术中的应用领域。但是，本发明并不局限于此，并且可以用作功率模块，作为例如蜂窝电话、移动电话等的多频无线通信系统中的一个构成部分，多频无线通信系统能够通过其它通信系统发射和接收信号，并且包括不少于三个通信频带系统，包括GSM、DCS和PCS(个人通信系统)。
权利要求
1.一种高频功率放大器电路，包括一个输出功率检测电路，用于接收一个来自功率放大器电路的信号，以由此检测所述功率放大器电路的输出功率，该功率放大器电路用于放大一个高频信号；一个差分放大器电路，用于将所述输出功率检测电路输送的检测信号与表示输出电平的信号相比较，以由此根据其间的电位差输出一个信号；和一个偏置控制电路，用于将基于该差分放大器电路的输出的一个偏置提供给所述功率放大器电路，其中，将该输出功率检测电路配置成，使得将来自所述功率放大器电路的一个输出晶体管的输入端或输出端的信号施加到该输出功率检测电路的输入端，其包括一个检测晶体管，其连接到介于该输出端与电源电压端之间的一个电阻；和设定输入给电源电压端的工作电源电压，使得其变化小于输入给所述功率放大器电路的电源电压端的工作电源电压的变化。
2.一种高频功率放大器电路，包括一个输出功率检测电路，用于接收一个来自功率放大器电路的信号，以由此检测所述功率放大器电路的输出功率，该功率放大器电路用于放大一个高频信号；一个差分放大器电路，用于将从该输出功率检测电路输送的检测信号与表示输出电平的信号相比较，以由此根据其间的电位差输出一个信号；和一个偏置控制电路，用于将基于该差分放大器电路的输出的一个偏置提供给该功率放大器电路，其中，该输出功率检测电路被配置成，使得将来自所述功率放大器电路的一个输出晶体管的输入端的信号施加到该输出功率检测电路的输入端，其包括一个检测晶体管，其连接到介于该输出晶体管的输出端与电源电压端之间的一个电阻，其中，将来自所述功率放大器电路的输出晶体管的输出端的信号经由一电容施加到所述电阻端子中的一个端子上，和其中，设定输入到电源电压端的工作电源电压，使得其变化小于输入到所述功率放大器电路的电源电压端的工作电源电压的变化。
3.一种高频功率放大器电路，包括一个输出功率检测电路，用于接收一个来自功率放大器电路的信号，以由此检测所述功率放大器电路的输出功率，该功率放大器电路用于放大一个高频信号；一个差分放大器电路，用于将该输出功率检测电路输送的检测信号与表示输出电平的信号相比较，以由此根据其间的电位差输出一个信号；和一个偏置控制电路，用于将基于该差分放大器电路的输出的一个偏置提供给所述功率放大器电路，其中，该输出功率检测电路被配置成，使得将来自所述功率放大器电路的输出晶体管的输入端的信号施加到该输出功率检测电路的输入端，其包括第一检测晶体管，其连接到介于该输出晶体管的输出端与电源电压端之间的电阻端子中的一个端子上；和第二检测晶体管，其输入端上施加有来自所述功率放大器电路的输出晶体管的输出端的信号，该第二检测晶体管具有连接到所述电阻的另一端的输出端，和其中，设定输入到该电源电压端的工作电源电压，使得其变化小于输入到所述功率放大器的电源电压端的工作电源电压的变化。
4.如权利要求3所述的高频功率放大器电路，还包括一个偏置产生电路，用于产生一个偏压，将所述第二检测晶体管的工作点提供给所述第二检测晶体管的输入端。
5.一种高频功率放大器电路，包括一个输出功率检测电路，用于接收一个来自功率放大器电路的信号，以由此检测所述功率放大器电路的输出功率，该功率放大器电路用于放大一个高频信号；一个差分放大器电路，用于将该输出功率检测电路输送的检测信号与表示输出电平的信号相比较，以由此根据其间的电位差输出一个信号；和一个偏置控制电路，用于将基于该差分放大器电路的输出的一个偏置提供给所述功率放大器电路，其中，该输出功率检测电路被配置成，使得将来自所述功率放大器电路的输出晶体管的输入端和输出端的各个信号施加到该输出功率检测电路的输入端上，其包括第一检测晶体管，其连接到介于所述输出晶体管的输出端与电源电压端之间的第一晶体管，该第一晶体管作为电流镜电路的一个组成部分；第二检测晶体管，其输入端上施加有来自所述功率放大器电路的输出晶体管的输出端的信号，该第二检测晶体管具有连接到所述第二晶体管的输出端的输出端，所述第二晶体管作为所述电流镜电路的一个组成部分；和电流-电压变换装置，用于将所述电流镜的输出电流变换成电压，和其中，设定输入到电源电压端的工作电源电压，使得其变化小于输入到所述功率放大器电路的电源电压端的工作电源电压的变化。
6.如权利要求1所述的高频功率放大器电路，其中，所述输出功率检测电路还包括一个电流镜电路，其设置在所述电阻与所述电源电压端之间；和一个电流-电压变换装置，用于将所述电流镜的输出电流变换成电压，和其中，将由所述电流-电压变换装置变换的电压作为一个检测信号输入给所述差分放大器电路。
7.如权利要求5所述的高频功率放大电路，还包括一个平方根变换电路，用于将所述电流镜的输出电流变换成一个等于所述输出电流的平方根的电流，其中，所述电流-电压变换装置将所述平方根变换电路的输出电流变换成电压，以由此将其输入给所述差分放大器电路。
8.如权利要求1所述的高频功率放大器电路，其中，一个输入电阻连接到所述检测晶体管的输入端，和其中，设定所述输入电阻的电阻值，使其小于连接到所述检测晶体管的输出端的电阻的电阻值。
9.如权利要求1所述的高频功率放大器电路，其中，所述功率放大器电路包括多个相继级连的放大晶体管，和其中，施加在所述检测晶体管的输入端上的信号与施加在所述功率放大器电路的最后级中的所述放大晶体管的输入端上的信号相同。
10.一种无线通信系统，包括包括根据权利要求1的所述高频功率放大器电路的第一电子组件；包括用于在发射信号和接收信号两者之间切换的发射/接收选择电路的第二电子组件；第三电子组件，用于执行发射信号的调制，以由此将其输送到该第一电子组件；和一个半导体集成电路，用于控制产生各个电子组件的控制信号，其中，表示所述输出电平的信号是从用于控制的所述半导体集成电路提供给所述高频功率放大器电路。
11.如权利要求10所述的无线通信系统，其中，将一个输入给所述电源电压端的小变化的工作电源电压或一个作为其参考电压的电压从用于控制的所述半导体集成电路提供给所述高频功率放大器电路。
全文摘要
提供一种高频功率放大器电路，其能够提高输出电平的检测准确性(输出电平的检测是高频功率放大器电路的反馈控制所必需的)，并且能够以更高的精度执行输出功率控制，在该高频功率放大器电路中，通过使用现有的检测方法执行输出电平的检测(该输出电平检测是高频功率放大器电路的反馈控制所必需的)，以及在一个电子设备中，将一个其变化小于高频功率放大器电路的电源电压变化的电源电压作为输出功率检测电路的工作电源电压使用，其中该电子设备包括一个差分放大器，用于将一个输出功率检测信号与输出电平指定信号相比较，并且根据这两个信号之间的电位差产生一个用于控制高频功率放大器电路的增益的信号。此外，设置一个电容，经由该电容可以从高频功率放大器电路的最后放大级中的功率放大晶体管的输出侧取得AC分量，以由此将其施加到输出功率检测电路的内部。
文档编号H03F3/193GK1655446SQ20051000674
公开日2005年8月17日 申请日期2005年1月31日 优先权日2004年2月12日
发明者筒井孝幸, 山田伸治, 布川康弘 申请人:株式会社瑞萨科技