一种饱和功率放大器的功率控制电路的制作方法

本申请涉及一种饱和功率放大器，特别是涉及其中的功率控制电路。

背景技术：

一般的功率放大器工作在线性区，增益基本保持恒定，输出功率与输入功率成正比，这种功率放大器通常被称为线性功率放大器。

有一种功率放大器工作在饱和状态，输出功率主要由功率晶体管的集电极偏置电压或基极偏置电压来决定，这种功率放大器通常被称为饱和功率放大器。饱和功率放大器包含有功率控制电路，用来根据控制信号调节提供给功率晶体管的偏置电压。例如，GSM功率放大器就属于饱和功率放大器。

授权公告号为CN202906841U、授权公告日为2013年4月24日的中国实用新型专利《一种射频功率放大器中提高功率控制精度的电路》中，公开了一种功率控制电路。其中的功率放大器包含大功率功放和小功率功放，大功率功放采用基极偏置电压来控制输出功率，小功率功放采用集电极偏置电压来控制输出功率，从而提高功率控制精度和效率。然而该方案由于存在两种功率控制模式的切换，造成输出功率不连续，给使用带来不确定性。

申请公布号为CN105305990A、申请公布日为2016年2月3日的中国发明专利申请《一种功率放大器的功率控制电路》中，公开了一种功率控制电路。所述功率控制电路包括电流控制环路和电压控制环路，并在功率放大器的不同工作阶段由不同环路决定输出功率，从而取得面积、成本以及稳定时间方面的优势。然而该方案中电流控制的精度和一致性比较难提高，功率环路的切换也容易造成输出功率不连续。

申请公布号为CN105897201A、申请公布日为2016年8月24日的中国发明专利申请《一种GSM射频功率放大器》中，公开了一种GSM射频功率放大器。其中的功率控制电路主要是将集电极偏置电压控制方式改为基极偏置电流控制方式，从而减小面积和降低成本。然而该方案中参考电流的精确度有待提高，给量产带来一定风险。

GSM功率放大器的输出功率由控制电压Vramp进行调节。2015年6月出版的《IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques》第63卷第6期有一篇文章《Electrothermal Effects on Performance of GaAs HBT Power Amplifier During Power Versus Time(PVT)Variation at GSM/DCS Bands》，以下简称文献A。该文献A中的图5公开了一种CMOS控制器功能模块，也就是一种GSM功率放大器的功率控制电路，用来根据控制电压Vramp输出提供给功率晶体管的集电极电压Vcc。

请参阅图1，这是上述文献的图5所公开的一种现有的功率控制电路的简化示意图。该功率控制电路的输入输出满足Vcc＝Gain×(Vramp-Voff)，其中放大器的增益Gain为常数，比较电压Voff也为常数，因此输出电压Vcc与输入的控制电压Vramp之间呈线性关系。如果将功率晶体管的输出功率称为Pout，则有通过选取传统功率控制电路中的各元件参数，可以使比较电压Voff取值很小，此时可以忽略比较电压Voff，则有这种输出功率Pout与控制电压Vramp之间大致为平方关系可以用图2来表示，当输出功率很小时，调节控制电压Vramp会使得输出功率Pout出现很大的变化，这会导致开关响应在频域上过大。

如果将分贝毫瓦(dBm，decibel relative to one milliwatt)所表示的输出功率称为Pout_dBm，则有通过选取传统功率控制电路中的各元件参数，可以使比较电压Voff取值很小，此时可以忽略比较电压Voff，则有由于增益Gain与负载电阻Rload均为常数，a也为常数，因此分贝毫瓦所表示的输出功率Pout_dBm与控制电压Vramp之间大致成对数关系。

技术实现要素：

本申请所要解决的技术问题是提供一种饱和功率放大器的功率控制电路，可以改善在小输出功率下的开关特性。

为解决上述技术问题，本申请提供的饱和功率放大器的功率控制电路包括预处理电路与传统功率控制电路。所述预处理电路的输出与输入之间大致成指数关系，预处理电路的输出作为传统功率控制电路的输入，传统功率控制电路的输出与输入之间为线性关系，传统功率控制电路的输出与预处理电路的输入之间也大致成指数关系。

本申请取得的技术效果是预处理电路的输出与输入之间大致成指数关系，使得本申请提供的整个功率控制电路的输出与输入之间大致成指数关系，最终使饱和功率放大器的输出功率与输入的控制电压之间大致成指数关系，这使得在输出功率很小时控制电压的微小调节仅产生较小的输出功率变化，从而克服了开关谱问题。

附图说明

图1是一种现有的GSM功率放大器的功率控制电路的简化示意图。

图2是图1所示的功率控制电路用于功率放大器时，功率放大器的输出功率与控制电压之间的关系示意图。

图3是本申请提供的饱和功率放大器的功率控制电路的简化示意图。

图4是图3所示的功率控制电路用于功率放大器时，功率放大器的输出功率Pout与输入的控制电压Vramp之间的关系示意图。

图5是新增的预处理电路的实施例一的示意图。

图6是新增的预处理电路的实施例二的示意图。

图7a至图7e是新增的预处理电路的实施例三及其变形结构的示意图。

图8是本申请提供的饱和功率放大器的功率控制电路的输出电压Vcc与输入的控制电压Vramp之间的仿真结果示意图。

图中附图标记说明：Vdd为功率控制电路的工作电压；Vramp为控制电压；Vref为参考电压；Voff为比较电压；Vcc为功率晶体管的漏极电压；A为运算放大器；M为场效应管；R为电阻；B为双极晶体管；VRP为预处理电路；Vp为处理电压。

具体实施方式

请参阅图3，这是本申请提供的饱和功率放大器的功率控制电路。与图1所示的传统功率控制电路相比，区别仅在于在传统功率控制电路之前增加了预处理电路VRP，该预处理电路VRP用来将控制电压Vramp转换为处理电压Vp，并且处理电压Vp与控制电压Vramp之间大致为指数关系，即Vp＝e^vramp，其中e为数学常数，e≈2.71828。传统功率控制电路例如为文献A中的图5所公开的CMOS控制器功能模块，或者任何现有的功率控制电路。传统功率控制电路的输出通常是提供给功率晶体管的集电极或漏极电压，也可以是提供给功率晶体管的基极或栅极的电流或电压。

传统功率控制电路的输入输出满足Vcc＝Gain×(Vp-Voff)，Gain为常数表示传统功率控制电路中的放大器增益。通过选取各元件参数可以使比较电压Voff取值很小，此时可以忽略比较电压Voff，则有Vcc≈Gain×Vp＝Gain×e^Vramp，这表明本申请提供的功率控制电路输出电压Vcc与输入的控制电压Vramp之间大致呈指数关系。整个饱和功率放大器的输出功率由于增益Gain与负载电阻Rload均为常数，b也为常数。这种输出功率Pout与控制电压Vramp之间呈指数关系，如图4所示。图4中的虚线对应于图1所示的传统功率控制电路，实线对应于图3所示的增加了预处理电路之后的本申请提供的功率控制电路。显然，本申请在输出功率很小时，减小了调节控制电压Vramp所对应的输出功率Pout的变化量，从而改善了开关特性在频域上的响应。

分贝毫瓦所表示的输出功率由于数学常数e、增益Gain与负载电阻Rload均为常数，最终分贝毫瓦所表示的输出功率Pout_dBm与控制电压Vramp之间大致成线性关系。

本申请新增加的预处理电路VRP可以有多种实现方式，以下仅作示例性介绍。

请参阅图5，这是本申请新增加的预处理电路VRP的实施例一，包括三个晶体管M1、M2、M3和电阻一R1。晶体管一M1为NMOS晶体管，晶体管二M2和晶体管三M3均为PMOS晶体管。其中晶体管一M1的栅极接收输入的控制电压Vramp，源极接地，漏极接晶体管二M2的漏极。晶体管二M2的栅极与漏极短接，源极连接工作电压Vdd。晶体管三M3的栅极连接晶体管二M2的栅极，漏极输出处理电压Vp同时通过电阻一R1接地，源极连接工作电压Vdd。晶体管二M2相当于一个二极管，源极相当于二极管的阳极，短接的栅极和漏极相当于二极管的阴极。晶体管二M2和晶体管三M3构成了电流镜，将晶体管一M1的漏电流镜像到电阻一R1。晶体管一M1工作在亚阈值区(subthreshold region)，这是当Vgs＜Vth时的工作状态，其中Vgs表示栅源电压，Vth表示阈值电压。工作在亚阈值区的晶体管的漏电流Id与栅源电压Vgs之间大致呈指数关系，其中μ表示载流子迁移率，Cox表示氧化层电容，W表示栅极宽度，L表示栅极长度，斜率因子Cd表示耗尽层电容，热电压k表示玻尔兹曼常数，T表示绝对温度，q表示电子的电量，Vds表示漏源电压。晶体管一M1的栅源电压Vgs就是控制电压Vramp，晶体管一M1的漏电流Id在电阻一R1上的压降就是处理电压Vp，因此处理电压Vp也与控制电压Vramp大致呈指数关系。

请参阅图6，这是本申请新增加的预处理电路VRP的实施例二，也包括三个晶体管M2、M3、M4和电阻一R1。晶体管二M2、晶体管三M3和晶体管四M4均为PMOS晶体管。其中晶体管四M4的栅极与漏极短接并接地，源极接晶体管二M2的漏极。晶体管二M2的栅极与漏极短接，源极连接工作电压Vdd。晶体管三M3的栅极连接晶体管二M2的栅极并接受输入的控制电压Vramp，漏极输出处理电压Vp同时通过电阻一R1接地，源极连接工作电压Vdd。晶体管四M4相当于一个二极管，源极相当于二极管的阳极，短接的栅极和漏极相当于二极管的阴极。晶体管二M2相当于另一个二极管，源极相当于二极管的阳极，短接的栅极和漏极相当于二极管的阴极。晶体管三M3工作在亚阈值区，其漏电流Id与栅源电压Vgs之间大致呈指数关系，晶体管三M3的栅源电压Vgs＝Vdd-Vramp，晶体管三M3的漏电流Id在电阻一R1上的压降就是处理电压Vp，因此处理电压Vp也与控制电压Vramp大致呈指数关系。

请参阅图7a，这是本申请新增加的预处理电路VRP的实施例三，包括双极型晶体管一Q1、两个晶体管M2、M3和两个电阻R1、R2。双极型晶体管一Q1为NPN型晶体管，晶体管二M2和晶体管三M3均为PMOS晶体管。双极型晶体管一Q1的基极接收输入的控制电压Vramp，集电极连接晶体管二M2的漏极，发射极接地。晶体管二M2的栅极与漏极短接，源极连接工作电压Vdd。晶体管三M3的栅极连接晶体管二M2的栅极同时通过电阻二R2接地，漏极输出处理电压Vp同时通过电阻一R1接地，源极连接工作电压Vdd。晶体管二M2相当于一个二极管，源极相当于二极管的阳极，短接的栅极和漏极相当于二极管的阴极。晶体管二M2和晶体管三M3构成了电流镜，将双极型晶体管一Q1的漏电流镜像到电阻一R1。新增的电阻二R2与双极型晶体管一Q1并联，在输入的控制电压Vramp较小时提供一个和Vramp成线性关系的电流。当输入的控制电压Vramp增大后，双极型晶体管一Q1的漏电流起主导作用，电阻二R2上的电流可以忽略。当双极型晶体管一Q1处于放大区时，集电极电流Ic可以用近似艾伯斯-莫尔模型(the Ebers-Moll model)来描述，其中α_f为共基极电流增益，I_ES为基极-发射极结上的反向饱和电流，V_BE为基极-发射极电压，V_T为热电压。其中k为玻尔兹曼常数，T为绝对温度，q为电子的电量。由于双极型晶体管一Q1的基极-发射极电压V_BE就是输入的控制电压Vramp，集电极电流Ic在电阻一R1上产生的压降就是输出的处理电压Vp，因此处理电压Vp与控制电压Vramp之间大致成指数关系。

请参阅图7b，这是图7a所示的实施例三的第一种变形。图7a中的双极型晶体管一Q1的发射极直接接地，图7b则改为双极型晶体管一Q1的发射极通过电阻三R3接地。新增的电阻三R3串联在双极型晶体管一Q1的发射极，可以防止工作时输入的控制电压Vramp过大而导致双极型晶体管一Q1烧毁。当流过双极型晶体管一Q1的电流变大，电阻三R3的压降也会增加，导致双极型晶体管一Q1的基极-发射极电压变小，达到保护双极型晶体管一Q1的目的。

请参阅图7c，这是图7a所示的实施例三的第二种变形。图7a中的双极型晶体管一Q1是NPN型晶体管，对于CMOS工艺来说需要额外的一个光刻掩模版。图7c中采用双极型晶体管二Q2取代了图7a中的双极型晶体管一Q1，并且双极型晶体管二Q2为PNP型晶体管，无需额外的光刻掩模版。双极型晶体管二Q2的基极通过电阻四R4接地，发射极连接晶体管二M2的漏极并接收输入的控制电压Vramp，集电极接地。

请参阅图7d，这是图7a所示的实施例三的第三种变形。图7d所示电路在图7a的基础上增加了双极型晶体管三Q3，这是NPN型晶体管。双极型晶体管三Q3的基极和集电极短接并连到双极型晶体管一Q1的基极，接收输入的控制电压Vramp。双极型晶体管三Q3的发射极接地。新增的双极型晶体管三Q3由于基极与集电极相接，可以有效地将输入的控制电压Vramp限制在双极型晶体管三Q3的基极-发射极电压V_BE附近，可以避免过大的输入，以防止过大的电流。

请参阅图7e，这是图7a所示的实施例三的第四种变形。图7e所示电路将图7c中的电阻四R4替换为双极型晶体管四Q4，这是PNP型晶体管。双极型晶体管四Q4的基极和集电极短接并接地，发射极连接双极型晶体管二Q2的基极。新增的双极型晶体管四Q4由于基极与集电极相接，可以有效地将输入的控制电压Vramp限制在双极型晶体管四Q4的基极-发射极电压V_BE附近，可以避免过大的输入，以防止过大的电流。

以上给出的各种预处理电路VRP的实施例均可使输出的处理电压Vp与输入的控制电压Vramp之间大致成指数关系，而传统功率控制电路的输入输出满足Vcc＝Gain×(Vp-Voff)，因此本申请提供的功率控制电路的输出电压Vcc与控制电压Vramp之间也大致成指数关系。请参阅图8，这是本申请提供的功率控制电路的输入输出仿真示意图。其中的横坐标表示输入的控制电压Vramp，纵坐标表示输出的输出电压Vcc，两者之间大致成指数关系。

现有的GSM功率放大器，其输出功率Pout由控制电压Vramp来调节。如果调节程度太慢，则输出功率的上升会无法达到PVT(power versus time，功率对时间)的要求。如果调节程度太快，则输出功率的变化太快会导致闭环功率控制以及开关特性在频域上的响应问题。现有的GSM功率放大器的功率控制电路，其输出的提供给功率晶体管的集电极电压Vcc与控制电压Vramp之间大致成线性关系，最终导致GSM功率放大器的输出功率Pout与控制电压Vramp之间大致成平方关系，这使得在输出功率Pout很小时控制电压Vramp的微小调节也会产生较大的输出功率变化，容易造成开关谱问题。本申请提供的功率控制电路不仅适用于GSM功率放大器，也适用于其他饱和功率放大器。当用于GSM功率放大器时，本申请提供的功率控制电路所输出的电压Vcc与控制电压Vramp之间大致成指数关系，最终导致GSM功率放大器的输出功率Pout与控制电压Vramp之间大致成指数关系，这使得在输出功率Pout很小时控制电压Vramp的微小调节仅产生较小的输出功率变化，从而克服了开关谱问题。

以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。