专利名称：过升压防止电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种对于按照升压时钟，相对接地电压产生负输出电压的升压电路，防止过升压的过升压防止电路。
背景技术：
以往，作为对电源电压升压几倍的升压电路的一种公知有充电泵(charge pump)电路。充电泵电路例如作为携带用电子仪器的电源电路而被广泛使用。普通的充电泵电路，串联连接多个开关元件，介由电容器将升压时钟供给到这些开关元件的各个连接节点，通过开关元件进行电荷转送，从而对输入的电源电压进行升压。
然而，在作为充电泵电路的开关元件使用的晶体管、或构成接收充电泵电路的输出电压Vout的供给的一侧的电路的晶体管上施加升压的结果即高电压。
例如，如图6(a)所示，在MOS晶体管的栅极G上施加输出电压Vout，在源极S上施加接地电压Vss时，在栅极源极间施加Vout的高电压。此外，如图6(b)所示，在MOS晶体管的漏极D上施加输出电压Vout，在源极S上施加接地电压Vss时，在源极漏极间施加Vout的高电压。
在此，采用高耐压结构作为这种MOS晶体管的设备结构。然而，由于高耐压结构的MOS晶体管的栅极绝缘膜的膜厚较厚、或者源极漏极的扩散层的浓度较低，因此存在电流驱动能力低的问题。
在此，为了降低MOS晶体管的耐压、提高电流驱动能力，而考虑限制充电泵电路的输出电压Vout的电路。例如，如果对电源电压Vdd＝4V进行两倍升压而得到8V，则需要耐压8V的MOS晶体管，但如果限制充电泵电路的输出电压Vout为5.5V，则可使用5V系列的MOS晶体管，能够实现电流驱动能力的提高以及芯片尺寸的缩小化。
图7是这种过电压防止电路的电路图。由电阻R1、R2对进行正升压的充电泵电路50的输出电压Vout(＞0V)进行分压，产生电压V0，由比较器51对该电压V0与以接地电压Vss(＝0V)为基准的基准电压Vref进行比较，由该比较器51的输出控制向充电泵电路50供给的升压时钟φ。即V0＜VRef时，比较器51的输出为H(高)电平，升压时钟φ向充电泵电路50供给，因此充电泵电路50进行通常工作。V0上升，V0＞Vref时，比较器51的输出为L(低)电平，升压时钟φ向充电泵电路50的供给停止。从而，充电泵电路50的升压工作停止。在此，V0＝Vout×R2/(R1+R2)。
即在Vout＞Vref×(R1+R2)/R2时，充电泵电路50的升压工作停止。
另一方面，在进行负升压的充电泵电路中，该输出电压Vout为接地电压Vss(＝0V)以下的负电压。例如，基于电源电压Vdd，产生Vout＝-0.5Vdd的电路的情况下，如图8所示，按照Vdd，Vout的值变动。即如果Vdd变大，则Vout其绝对值也变大，从接地电压Vss来看，Vdd延正方向变大，Vout延负方向变大。
施加给作为充电泵电路的开关元件使用的晶体管或构成接受充电泵电路的输出电压Vout的供给的一侧的电路的晶体管的最大电压为Vdd-Vout(＝1.5Vdd)，如正升压那样，不能用来自接地电压Vss的绝对值来表示。例如，如图9所示，在MOS晶体管的栅极G上施加Vdd，在漏极D上施加Vout时，在栅极漏极间施加Vdd-Vout(＝1.5Vdd)那样的电压。
然而，提供一种进行负升压的充电泵电路的过电压防止电路，该电路方式中，输入到比较器的基准电压不是以接地电压Vss为基准的Vref，而以充电泵电路的输出电压Vout为基准。即基准电压为Vref+Vout。
然而，如果充电泵电路的输出电流变大，则基准电压(Vref+Vout)受到充电泵电路中所产生的脉动(ripple)的影响，变动较大。因此，过电压防止电路产生误工作。
此外，除了在该过电压防止电路中采用的上述基准电压(Vref+Vout)之外，在需要Vss基准的基准电压Vref的情况下，由于不能共用基准电压，因此也存在必须以其他方式作成该基准电压Vref的问题。
专利文献1特开2001-112239号公报；专利文献2特开2001-231249号公报。
发明内容
在此，本发明提供一种能够采用以接地电压Vss为基准的基准电压Vref的新方式的过电压防止电路。
本发明的过升压防止电路的特征在于，对于按照升压时钟，相对接地电压产生负输出电压的升压电路，防止过升压，所述过升压防止电路具备第一以及第二电阻，对电源电压和所述输出电压之差进行分压，产生第一电压；第三电阻以及第一晶体管，串联在所述电源电压与所述输出电压之间；运算放大器，向所述第一晶体管的栅极输出控制电压，以使所述第三电阻以及第一晶体管之间的连接点的第二电压与所述第一电压相等；第二晶体管，将所述运算放大器的所述控制电压施加在栅极上；第四电阻，其一端接地；电流镜电路，在所述第四电阻上流过与流过所述第二晶体管的电流相等的电流；和时钟控制电路，将在所述第四电阻的另一个端子上产生的第三电压与以所述接地电压为基准的基准电压进行比较，按照其比较结果，控制向所述升压电路的所述升压时钟的供给。
此外，本发明的过升压防止电路的特征在于，对于按照升压时钟，相对接地电压产生负输出电压的升压电路，防止过升压，所述过升压防止电路具备第一晶体管以及第一电阻，串联在所述电源电压和所述接地电压之间；运算放大器，向所述第一晶体管的栅极输出控制电压，以使所述第一晶体管和所述第一电阻之间的连接点的第一电压与以所述接地电压为基准的基准电压相等；第二电阻，在一个端子上施加所述输出电压；电流镜电路，在所述第二电阻上流过与流过所述第一电阻的电流相等的电流，并在所述第二电阻的另一个端子上产生第二电压；第三以及第四电阻，对所述电源电压和所述输出电压之差进行分压，产生第三电压；和时钟控制电路，对所述第二电压与所述第三电压进行比较，按照其比较结果，控制向所述升压电路的所述升压时钟的供给。
此外，本发明的过升压防止电路的特征在于，对于按照升压时钟，相对接地电压产生负输出电压的升压电路防止过升压，所述过升压防止电路具备第一晶体管以及第一电阻，串联在电源电压和所述接地电压之间，在其连接点上产生第一电压；第二晶体管以及第二电阻，串联在所述电源电压和所述输出电压之间，在其连接点上产生第二电压；运算放大器，向所述第一晶体管的栅极以及第二晶体管的栅极输出控制电压，以使所述第一电压与以所述接地电压为基准的基准电压相等；第三以及第四电阻，对所述电源电压和所述输出电压之差进行分压，产生第三电压；和时钟控制电路，将所述第二电压与所述第三电压进行比较，按照其比较结果，控制向所述升压电路的所述升压时钟的供给。
根据本发明的过电压防止电路，能够采用以接地电压Vss为基准的基准电压Vref，因此能够除去由升压电路产生的脉动的影响，防止误工作。从而，本发明的过电压防止电路适用于大电流输出的升压电路。
此外，在其他电路中采用以接地电压为基准的基准电压Vref的情况下，也可在与该电路之间共用基准电压。
图1是有关本发明的第一实施方式的过升压防止电路的电路图。
图2是充电泵电路的电路图。
图3是充电泵电路的工作时序图。
图4是有关本发明的第二实施方式的过升压防止电路的电路图。
图5是有关本发明的第三实施方式的过升压防止电路的电路图。
图6是表示MOS晶体管的偏置状态的图。
图7是有关以往例的过升压防止电路的电路图。
图8是表示进行负升压的充电泵电路的输出电压的图。
图9是表示MOS晶体管的偏置状态的图。
图10是有关参考例的过升压防止电路的电路图。
图中1-运算放大器；2-充电泵电路；3-比较器；4-振荡器；5-NOR电路；R1-第一电阻；R2-第二电阻；R3-第三电阻；R4-第四电阻；M10-第一MOS晶体管；M11-第二MOS晶体管；M12-第三MOS晶体管；M13-第四MOS晶体管。
具体实施例方式
在对本发明的实施方式进行说明前，对有关参考例的过电压防止电路进行说明。图10是这种过电压防止电路的电路图。在进行负升压的充电泵电路60的输出电压Vout(＜0V)与Vdd之间串联连接电阻R1、R2，在该连接点上产生电压V0’，由比较器61对该电压V0’和以Vout为基准的基准电压(Vref+Vout)进行比较，通过该比较器61的输出控制向充电泵电路60的升压时钟φ的供给。
即V0’＞Vref+Vout时，比较器61的输出为H(高)，升压时钟φ向充电泵电路60供给，因此充电泵电路60进行升压工作。
根据充电泵电路60的升压工作，V0’＜Vref+Vout时，比较器61的输出变为L(低)电平，升压时钟φ向充电泵电路60的供给被停止。例如Vref＝1.2V，Vdd-Vout＝5.5V时，在设定为比较器61的输出反相时，(数式1)VO′=(Vdd-Vout)R2R1+R2+Vout]]>=5.5R2R1+R2Vout]]>(数式2)V0′＝Vout+Vref＝Vout+1.2V根据数式1和数式2，(数式3)R2R1=1.24.3]]>即也可按照数式3那样设定R2与R1的比。
但是，如果采用以输出电压Vout为基准的基准电压(Vref+Vout)，则受到在充电泵电路中产生的脉动的影响，该值变动较大。因此，过电压防止工作产生误工作。
在此，本发明提供一种通过采用以接地电压Vss为基准的基准电压Vref，提供除去在升压电路中产生的脉动的影响的新方式的过电压防止电路。
接下来，参照图1至图3，对有关本发明的第1实施方式的过电压防止电路进行详细说明。图1是该过电压防止电路的电路图。图2是图1的负升压的充电泵电路2的电路图，图3是负升压的充电泵电路2的工作时序图。
该过电压防止电路，进行控制以使电源电压Vdd与充电泵电路2的输出电压Vout(＜0V)的差(Vdd-Vout)不超过规定值VMAX。即Vdd-Vout＜VMAX时，充电泵电路2进行升压工作，Vdd-Vout＞VMAX时，充电泵电路2停止升压工作。
如图1所示，在电源电压Vdd与充电泵电路2的输出电压Vout之间，串联第一电阻R1和第二电阻R2，在第一电阻R1上施加电源电压Vdd，在第二电阻R2上施加输出电压Vout。第一电阻R1与第二电阻R2之间的连接点的第一电压V1由下式表示。设第一电阻R1的电阻值为R1，第二电阻R2的电阻值为R2。
(数式4)V1=R1Vout+R2VddR1+R2]]>为使公式简单，设R1＝R2，则V1变为下式那样。
(数式5)V1=Vdd+Vout2]]>此外，在电源电压Vdd与输出电压Vout之间，串联有第三电阻R3与N沟道型的第一MOS晶体管M10。在第三电阻R3上施加有电源电压Vdd，在第一MOS晶体管M10的源极上施加有输出电压Vout。
在运算放大器1的负输入端子(-)上输入第1电压V1，在该正输入端子(+)上输入有第三电阻R3和第一MOS晶体管M10的连接点的第二电压V2。运算放大器1，在第一MOS晶体管M10的栅极上输出控制电压，以使第二电压V2与第一电压V1相等。
即根据运算放大器1的虚短路，下式成立。
(数式6)V1＝V2从运算放大器1输出的控制电压，施加在N沟道型的第二MOS晶体管M11的栅极上。在第二MOS晶体管M11的源极上施加有输出电压Vout。第三MOS晶体管M12的漏极与第二MOS晶体管M11的漏极连接。在第三MOS晶体管M12的源极上施加电源电压Vdd。第三MOS晶体管M12的栅极与第四MOS晶体管M13的栅极公共连接，这两个晶体管构成电流镜电路。第四MOS晶体管M13与第四电阻R4串联连接，第四电阻R4接地。如果第一MOS晶体管M10中流过的电流为I1，则I1由下式表示。第三电阻R3的电阻值为R3。
(数式7)I1=Vdd-V2R3]]>将数式5、数式6代入数式7，则电流I1由下式表示。
(数式8)I1=Vdd-Vout2R3]]>并且，如果设在第二MOS晶体管M11上流过的电流为I2，在第四电阻R4上流过的电流为I3，则根据由上述电流镜电路引起的反射，I1＝I2＝I3成立。
从而，第四MOS晶体管M13与第四电阻R4的连接点的第三电压V3由下式表示。设第四电阻R4的电阻值为R4。
(数式9)V3=I3R4=I1R4=(Vdd-Vout)R42R3]]>该第三电压V3被输入到比较器3的正输入端子(+)。此外，以接地电压Vss为基准的基准电压Vref被输入到比较器3的负输入端子(-)。比较第三电压V3与基准电压Vref的结果成为比较器3的输出信号Cout。比较器3的输出Cout被输入到NOR电路5。此外，从振荡器4输出的时钟也被输入到NOR电路5。
由于V3＜Vref时，Cout为L电平，因此从振荡器4输出的时钟通过NOR电路5，作为升压时钟φ输入到充电泵电路2。另外，实际上通过未图示的控制电路，基于升压时钟φ，作成用于控制充电泵电路2的开关用MOS晶体管的导通截止的各种时钟。由此，充电泵电路2进行升压工作。
另一方面，通过充电泵电路2的升压工作，V3＞Vref时，Cout从L电平变为H电平。从而，NOR电路5的输出被固定为L电平，因此不对充电泵电路2供给升压时钟φ，充电泵电路2的升压工作停止。
从而，V3＞Vref成立成为防止过升压的判定条件。如果将该判定条件代入公式9的V3，则得到以下的判定条件。
(数式10)Vdd-Vout>2VrefR3R4]]>例如，如果设Vref＝1.2V、R3＝110KΩ、R4＝48KΩ，则Vdd-Vout＞5.5V，电源电压Vdd与充电泵电路2的输出电压Vout的差变为5.5V时，能够停止其升压工作。
即根据本实施方式的过电压防止电路，在R1＝R2的情况下，通过按照数式10的判定条件式的方式设定R3与R4的值，在Vdd-Vout为期望的值时停止充电泵电路2的升压工作。此外，在R1≠R2时当然也可通过同样的计算步骤，设定Vdd-Vout的值。此外，由于采用以接地电压Vss为基准的基准电压Vref，因此除去在充电泵电路2的输出电压Vout中出现的脉动的影响，能够防止误工作。
充电泵电路2，按照升压时钟进行升压，如果产生负输出电压Vout(＜0V)，则不管何种电路都能适用本发明。例如也可Vout＝-0.5Vdd，也可Vout＝-Vdd。接下来，参照图2及图3，对作为充电泵电路2的一例输出-0.5Vdd来作为Vout的电路进行说明。
图2是该充电泵电路2的电路图，图2(a)表示输入到时钟驱动器CD中的升压时钟φ为L电平(Vss)的情况，图2(b)表示时钟φ为H电平(Vdd)的情况。在第一开关用MOS晶体管M1的源极上施加接地电压Vss(0V)，该第一开关用MOS晶体管M1的漏极与第二开关用MOS晶体管M2的源极连接。第一开关用MOS晶体管M1以及第二开关用MOS晶体管M2，作为电荷转送元件发挥功能。
在此，第一开关用MOS晶体管M1及第二开关用MOS晶体管M2，任一个都是N沟道型。这是因为从相同的电路内得到用于使第一开关用MOS晶体管M1以及第二开关用MOS晶体管M2导通截止的电压的缘故。为了使第一开关用MOS晶体管M1及第二开关用MOS晶体管M2导通，也可在它们的栅极上施加电源电压Vdd，在截止的情况下也可向这些栅极施加该电路的输出电压Vout(＝-0.5Vdd)。
此外，在第一电容器C1的一方的端子上，连接有时钟驱动器CD的输出。时钟驱动器CD，在电源电压Vdd与接地电压Vss之间串联有P沟道型MOS晶体管M6、N沟道型MOS晶体管M7，构成为CMOS反相器。并且，在时钟驱动器CD上输入升压时钟φ，该升压时钟φ通过时钟驱动器CD被反相。该反相时钟*φ作为时钟驱动器CD的输出施加在第一电容器C1的一方的端子上。
另外，为了减小时钟驱动器CD的贯通电流，也可构成为在P沟道型MOS晶体管M6的栅极上施加升压时钟φ，在N沟道型MOS晶体管M7的栅极上施加延迟了升压时钟φ后的延迟时钟φ’。此外，第二电容器C2，其一个端子与第一以及第二开关用MOS晶体管M1、M2的连接点连接。第三开关用MOS晶体管M3，连接在第二电容器C2的另一个端子与接地电压Vss(0V)之间。
此外，第四开关用MOS晶体管M4，连接在第一电容器C1的另一方端子与第二电容器C2的另一个端子之间。第五开关用MOS晶体管M5，连接在第一电容器C1的另一个端子与作为第二开关用MOS晶体管M2的漏极的输出端子上。并且，该电路，从第二开关用MOS晶体管M2的漏极得到输出电压Vout(＝-0.5Vdd)。
在此，第三、第五开关用MOS晶体管M3、M5为N沟道型。这些晶体管与第一开关用MOS晶体管M1及第二开关用MOS晶体管M2相同地、都是从相同的电路内得到用于使这些晶体管导通截止的电压的。即为了使第三开关用MOS晶体管M3及第五开关用MOS晶体管M5导通，也可对它们的栅极施加电源电压Vdd，在截止的情况下，也可在它们的栅极上施加该电路的输出电压Vout(-0.5Vdd)。
关于第四开关用MOS晶体管M4，也可是P沟道型也可是N沟道型，但为了使图案面积减小，优选为N沟道型。在第四开关用MOS晶体管M4为N沟道型的情况下，为了使其导通，也可在其栅极上施加电源电压Vdd，在使其截止的情况下，也可在其栅极上施加该电路的输出电压Vout(＝-0.5Vdd)。在第四开关用MOS晶体管M4为P沟道型时，为了使其导通，也可对该栅极施加接地电压Vss或输出电压Vout，在使其截止的情况下，也可对该栅极施加电源电压Vdd。
此外，第一及第二电容器C1、C2具有互相相等的电容值。此外，第一、第二、第三、第四、第五开关用MOS晶体管M1、M2、M3、M4、M5，按照升压时钟φ的电压电平，通过未图示的控制电路控制栅极电压，从而如后所述，控制它们的导通(ON)、截止(OFF)。
接下来，参照图2(a)(b)、图3，对该充电泵电路2的升压工作进行说明。图3是该充电泵电路2的稳定状态中的工作时序图。首先，对升压时钟φ为L电平时的充电泵电路2的工作进行说明(参照图2(a)、图3)。此时，时钟驱动器CD的P沟道型MOS晶体管M6导通，N沟道型MOS晶体管M7截止，因此反相时钟*φ为H电平(Vdd)。此外，导通第一、第四开关用MOS晶体管M1、M4，截止第二、第三、第五开关用MOS晶体管M2、M3、M5。
从而，如图2(a)中的粗线所示，通过时钟驱动器CD的P沟道型MOS晶体管M6、第一电容器C1、第四开关用MOS晶体管M4、第二电容器C2、第一开关用MOS晶体管M1、接地电压Vss的路径，串联第一电容器C1以及第二电容器C2并充电。
由此，第一电容器C1的一个端子被充电为Vdd，另一个端子的电压V51被充电为+0.5Vdd，第二电容器C2的另一个端子的电压V53也被充电为+0.5Vdd。
接下来，对升压时钟φ为H电平时的电路工作进行说明(参照图2(b)、图3)。此时，时钟驱动器CD的N沟道型MOS晶体管M7导通，P沟道型MOS晶体管M6截止，因此反相时钟*φ变为L电平(Vss电平)。此外，截止第一、第四开关用MOS晶体管M1、M4，导通第二、第三、第五开关用MOS晶体管M2、M3、M5。
从而，如图2(b)中的粗线所示，从两个路径向输出端子供给-0.5Vdd。一个路径，从接地电压Vss，经过第三开关用MOS晶体管M3、第二电容器C2、第二开关用MOS晶体管M2，放电第二电容C2的电荷，在输出端子上供给-0.5Vdd。这是因为，由于升压时钟为L电平时，第二电容器C2的另一端子的电压V53被充电为+0.5Vdd，因此通过第三开关用MOS晶体管M3导通，随着电压V53从+0.5Vdd变化为Vss，通过第二电容器C2的电容耦合，第二电容器C2的一个端子的电压V52从Vss(0V)变化为-0.5Vdd的缘故。
另一条路径，从接地电压Vss，经过时钟驱动器CD的N沟道型MOS晶体管M7、第一电容器C1、第五开关用MOS晶体管M5，放电第一电容器C1的电荷，向输出端子供给-0.5Vdd。
这是因为，在升压时钟φ为L电平时，第一电容器C1的另一方端子的电压V51被充电为+0.5Vdd，但升压时钟φ变化为H电平时，通过N沟道型MOS晶体管M7导通，随着第一电容器C1的一个端子的电压从Vdd变化为Vss，根据第一电容器C1的电容耦合，第一电容器C1的另一端子的电压V51从+0.5Vdd变化为-0.5Vdd的缘故。此时，如果注目第二开关用MOS晶体管M2以及第五开关用MOS晶体管M5，则在这些晶体管的栅极上施加Vdd，在漏极上施加Vout＝-0.5Vdd，因此在栅极漏极间施加Vdd-Vout＝1.5Vdd的电压。本发明限制该Vdd-Vout。
通过交替反复该升压时钟φ为L电平时的工作和H电平时的工作，得到将电源电压Vdd-0.5倍后的-0.5Vdd作为输出电压Vout。如前所述，如果V3＞Vref，则比较器3的输出信号Cout从L电平变为H电平，作为NOR电路5的输出的升压时钟φ固定为L电平。由此，升压泵电路2的工作停止。
接下来，参照图4，对有关本发明的第二实施方式的过电压防止电路进行详细说明。
在运算放大器1的正输入端子(+)上施加以接地电压Vss为基准的基准电压Vref。第一MOS晶体管M20与第一电阻R11串联，第一电阻R11接地。在运算放大器1的负输入端子(-)上输入N沟道型的第一MOS晶体管M20和第一电阻R11的连接点的第一电压V11。运算放大器1，向N沟道型的第一MOS晶体管M20的栅极输出控制电压，以使第一电压V11与基准电压Vref相等。
在第一MOS晶体管M20的漏极上连接P沟道型的第二MOS晶体管M21的漏极。在第二MOS晶体管M21的源极上施加电源电压Vdd。第二MOS晶体管M21的栅极与P沟道型的第三MOS晶体管M22的栅极公共连接，这些晶体管构成电流镜电路。第三MOS晶体管M22与第二电阻R12串联，在第二电阻R12上施加充电泵电路2的输出电压Vout。
设流过第一MOS晶体管M20以及第一电阻R11的电流为I1，则I1由下式表示。第一电阻R11的电阻值为R11。
(数式11)I1=VrefR11]]>设流过第二电阻R12的电流为I2时，根据电流镜电路，设定为I1＝I2。从而，第三MOS晶体管M22与第二电阻R12的连接点的第二电压V12，由下式表示。设第二电阻R12的电阻值为R12。
(数式12)V12=I2R12+Vout]]>=I1R12+Vout]]>=VrefR12R11+Vout]]>另一方面，在电源电压Vdd与充电泵电路2的输出电压Vout之间，串联有第三电阻R13与第四电阻R14，在第三电阻R13上施加电源电压Vdd，在第四电阻R14上施加输出电压Vout。第三电阻R13与第四电阻R14之间的连接点的第三电压V13由下式表示。设第三电阻R13的电阻值为R13，第四电阻R14的电阻值为R14。
(数式13)V13=(Vdd-Vout)R14R13+R14+Vout]]>
将第二电压V12被输入到比较器3的负输入端子(-)，第三电压V13被输入到比较器3的正输入端子(+)。从而，V13＜V12时，比较器3的输出信号Cout为L电平，因此从振荡器4输出的时钟通过NOR电路5作为升压时钟φ被输入到充电泵电路2。由此，充电泵电路2进行升压工作。另一方面，通过充电泵电路2的升压工作，V13＞V12时，Cout从L电平变化为H电平。从而，NOR电路5的输出被固定在L电平，因此升压时钟φ不供给充电泵电路2，停止充电泵电路2的升压工作。
从而，V13＞V12成立成为过电压防止的判定条件。
如果将数式12、数式13代入该判定条件，则得到下式。
(数式14)Vdd-Vout>R12(R13+R14)VrefR11R14]]>在电源电压Vdd与充电泵电路2的输出电压Vout的差为规定的值(数式14的右边的值)时，能够停止其升压工作。充电泵电路2，与第一实施方式相同，按照升压时钟进行升压，如果发生负的输出电压Vout(＜0V)，则哪种电路都能适用本发明。例如，也可Vout＝-0.5Vdd，也可Vout＝-Vdd。
接下来，参照图5，对有关本发明的第三实施方式的过电压防止电路进行详细说明。第二实施方式中具有下述结构运算放大器1的输出被施加在N沟道型的第一MOS晶体管M20的栅极上，流过该第一MOS晶体管M20的电流11，通过采用P沟道型的第二以及第三MOS晶体管M21、M22的电流镜电路向下一级传输。对此，本实施方式的电路，将运算放大器1的输出施加在一对P沟道型的MOS晶体管的栅极上，进行电流镜驱动。
即、如图5所示，在电源电压Vdd与接地电压Vss之间，串联有P沟道型的第一MOS晶体管M23与第一电阻R11。在第一MOS晶体管M23的源极上施加电源电压Vdd，第一电阻R11接地。
在运算放大器1的负输入端子(-)上施加以接地电压Vss为基准的基准电压Vref。在运算放大器1的正输入端子(+)上输入第一MOS晶体管M23与第一电阻R11的连接点的第一电压V11。运算放大器1，向第一MOS晶体管M23的栅极输出控制电压，以使第一电压V11与基准电压Vref相等。
此外，在电源电压Vdd与充电泵电路2的输出电压Vout之间，串联有P沟道型的第二MOS晶体管M24与第二电阻R12。在第二MOS晶体管M24的源极上施加电源电压Vdd，在第二电阻R12上施加输出电压Vout。在第二MOS晶体管M24与第二电阻R12的连接点上产生第二电压V12。运算放大器1的所述输出施加在第二MOS晶体管M24的栅极上。
从而，第一MOS晶体管M23与第二MOS晶体管24构成电流镜电路，因此设定为流过第一MOS晶体管M23及第一电阻R1的电流I1与流过第二MOS晶体管M24以及第二电阻R12的电流I2相等。即I1＝I2。
其他的电路结构与第二实施方式完全相同。因此，关于本实施方式的电路，也与第二实施方式相同，数式11、12、13、14的各个数式成立。从而，在电源电压Vdd与充电泵电路2的输出电压Vout的差为规定值(数式14的右边的值)时，可停止其升压工作。此外，充电泵电路2，与第一实施方式相同，按照升压时钟进行升压，产生负输出电压Vout(＜0v)，则哪种电路都可适用本发明。例如，也可Vout＝-0.5Vdd，也可Vout＝Vdd。
权利要求
1.一种过升压防止电路，对于按照升压时钟，相对接地电压产生负输出电压的升压电路，防止过升压，所述过升压防止电路具备第一以及第二电阻，对电源电压和所述输出电压之差进行分压，产生第一电压；第三电阻以及第一晶体管，串联在所述电源电压与所述输出电压之间；运算放大器，向所述第一晶体管的栅极输出控制电压，以使所述第三电阻以及第一晶体管的连接点的第二电压与所述第一电压相等；第二晶体管，将所述运算放大器的所述控制电压施加在栅极上；第四电阻，其一端被接地；电流镜电路，在所述第四电阻上流过与流过所述第二晶体管的电流相等的电流；和时钟控制电路，对在所述第四电阻的另一个端子上产生的第三电压和以所述接地电压为基准的基准电压进行比较，按照其比较结果，控制向所述升压电路的所述升压时钟的供给。
2.根据权利要求1所述的过电压防止电路，其特征在于，所述时钟控制电路具备比较器，对所述第三电压和所述基准电压进行比较；时钟产生电路，产生所述升压时钟；和门电路，按照所述比较器的输出，切断从所述时钟产生电路产生的升压时钟。
3.根据权利要求1所述的过电压防止电路，其特征在于，所述第一电阻的电阻值与所述第二电阻的电阻值相等。
4.一种过升压防止电路，对于按照升压时钟，相对接地电压产生负输出电压的升压电路，防止过升压，所述过升压防止电路具备第一晶体管以及第一电阻，串联在电源电压和所述接地电压之间；运算放大器，向所述第一晶体管的栅极输出控制电压，以使所述第一晶体管和所述第一电阻的连接点的第一电压与以所述接地电压为基准的基准电压相等；第二电阻，在一个端子上施加所述输出电压；电流镜电路，在所述第二电阻上流过与流过所述第一电阻的电流相等的电流，并在所述第二电阻的另一个端子上产生第二电压；第三以及第四电阻，对所述电源电压和所述输出电压之差进行分压，产生第三电压；和时钟控制电路，对所述第二电压和所述第三电压进行比较，按照其比较结果，控制向所述升压电路的所述升压时钟的供给。
5.一种过升压防止电路，对于按照升压时钟，相对接地电压产生负输出电压的升压电路，防止过升压，所述过升压防止电路具备第一晶体管以及第一电阻，串联在电源电压和所述接地电压之间，在其连接点上产生第一电压；第二晶体管以及第二电阻，串联在所述电源电压和所述输出电压之间，在其连接点上产生第二电压；运算放大器，向所述第一晶体管的栅极以及第二晶体管的栅极输出控制电压，以使所述第一电压与以所述接地电压为基准的基准电压相等；第三以及第四电阻，对所述电源电压和所述输出电压之差进行分压，产生第三电压；和时钟控制电路，对所述第二电压和所述第三电压进行比较，按照其比较结果，控制向所述升压电路的所述升压时钟的供给。
6.根据权利要求4或权利要求5所述的过升压防止电路，其特征在于，所述时钟控制电路具备比较器，对所述第二电压和所述第三电压进行比较；时钟产生电路，产生升压时钟；和门电路，按照所述比较器的输出，切断从所述时钟产生电路产生的所述升压时钟。
全文摘要
本发明提供一种过电压防止电路，进行控制以使电源电压Vdd与充电泵电路(2)的输出电压Vout(＜0V)的差值(Vdd－Vout)不超过规定值VMAX。当Vdd－Vout＜VMAX时，充电泵电路(2)进行升压工作，当Vdd－Vout＞VMAX时，充电泵电路(2)停止升压工作。运算放大器(1)的基准电压Vref以接地电压Vss为基准，因此除去充电泵电路(2)产生的脉动的影响。从而本发明能够除去升压电路中产生的脉动的影响，防止误工作。
文档编号H03K19/094GK1893274SQ20061009329
公开日2007年1月10日 申请日期2006年6月23日 优先权日2005年6月28日
发明者河井周平 申请人:三洋电机株式会社