专利名称：振荡电路及红外线接收装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及振荡电路及红外线接收装置，振荡电路包括对电容器进行充放电的充放电电路；以及基于随着电容器的充放电产生变化的充放电信号而生成使接收设备间歇动作的信号的信号生成电路。
背景技术：
在电池驱动的设备中，特别期望降低待机消耗电流。因此，一般是采用使部件间歇动作的振荡电路来降低设备的待机消耗电流。此时，假设部件的间歇动作的周期为间隔期间(interval time)，使设备接通的期间为值守期间(watch time)，在将间隔期间和值守期间的时间常数之比(间隔期间/值守期间)增大设定时，可以降低待机消耗电流。由于振荡电路在部件的间歇动作中也时常动作，所以构成消耗电流小的振荡电路，对于降低待机消耗电流非常重要。
作为这样的振荡电路，已知基于相应于电容器的充放电产生变化的充放电信号而生成输出信号的振荡电路(例如参照特开昭63-237609号公报(昭和63年(1988)10月4日公开)(专利文献1))。
图14是表示以往的红外线接收装置91的主要部分结构的方框图。红外线接收装置91包括通过红外线接收输入信号的接收设备93、以及生成用于对接收设备93进行间歇驱动的输出信号out90的振荡电路92。
图15是表示振荡电路92的结构的电路图，图16是表示其动作的波形图。振荡电路92包括对电容器C90进行充放电的充放电电路94。充放电电路94有源极及漏极之间被相互连接的晶体管Tr91、92。晶体管Tr91的栅极和漏极被相互地连接，晶体管Tr91的漏极被连接到电流源I91。晶体管Tr92的漏极被连接到电容器C90。
在充放电电路94中，设有栅极及漏极被相互连接的晶体管Tr93、94。晶体管Tr93的栅极和源极被相互连接，晶体管Tr93的源极被连接到电流源I92。晶体管Tr94的源极被连接到电容器C90。充放电电路94具有其源极及漏极被连接到晶体管Tr93的源极及漏极上的晶体管Tr95。晶体管Tr95的源极被连接到电容器C90。
在振荡电路92中，设有比较电路96。比较电路96具有将基于对电容器C0进行充放电的充放电电压的充放电信号X与基准电压Vth1进行比较的比较器97a；以及将充放电信号X与基准电压Vth2进行比较的比较器97b。
振荡电路92具有逻辑电路95。在逻辑电路95中，设有“异或”元件(以下称为NAND元件)91a、91b。在NAND元件91a的一个输入端子上，比较器97a的比较结果通过两个反相器作为信号S而被输入。NAND元件91a的另一个输入端子被连接到NAND元件91b的输出端子。NAND元件91b的一个输入端子上，比较器97b的比较结果通过一个反相器作为信号R被输入。NAND元件91b的另一个输入端子被连接到NAND元件91a的输出端子。
NAND元件91a的输出端子被连接到NAND元件91b的另一个输入端子、以及充放电电路94的晶体管Tr95的栅极。输出信号out90从NAND元件91b的输出端子通过两个反相器被输出。
电容器C90通过电流源I91而被充电，充放电信号X从基准电压Vth1上升而到达基准电压Vth2时，比较器97b的输出从“低”反转为“高”，因此，信号R从“高”反转为“低”。因此，NAND元件91b的输出信号-Q从“低”反转为“高”，NAND元件91a的输出信号Q(＝输出信号out90)从“高”反转为“低”。其结果，充放电电路94的晶体管Tr95截止，电流源I92使电容器C90的放电开始。由于电流源I91始终对电容器C0充电，通过设定(电流源I92的电流值)＞(电流源I91的电流值)，电容器C90由((电流源I92的电流值)-(电流源I91的电流值))的电流而被放电。其结果，充放电信号X从基准电压Vth2起开始减少，信号R从“低”反转为“高”。
充放电信号X减少而达到基准电压Vth1时，比较器97a的输出及信号S从“高”反转为“低”，从NAND元件91a输出的信号Q从“低”反转为“高”。其结果，晶体管Tr95导通，利用电流源I92的电容器C90的放电停止，电容器C90再次通过电流源I91被充电。因此，充放电信号X再次从基准电压Vth1向基准电压Vth2上升。
电容器C90被充电，充放电信号X从基准电压Vth1上升到基准电压Vth2的时间相当于信号Q为“高”的时间t1，电容器C90被放电，充放电信号X从基准电压Vth2下降到基准电压Vth1的时间相当于信号Q为“低”的时间t2。时间t1及时间t2通过以下的算式表示。
t1＝C90×(Vth2-Vth1)/I91t2＝C90×(Vth2-Vth1)/(I92-I91)其中，间隔期间t_int、值守期间t_watch为t_int＝t1+t2＝C90×(Vth2-Vth1)/(I91/I92×(I92-I91)).....(1)t_watch＝t2＝C90×(Vth2-Vth1)/(I92-I91)...(2)。
因此，间隔期间t_int和值守期间t_watch的时间常数之比为t_int/t_watch＝I92/I91...(3)。
在通过振荡电路92使接收设备93间歇动作的情况下，通过将该时间常数之比增大设定，即通过设定以使间隔期间t_int与值守期间t_watch之比增大，可以降低间歇动作时的消耗电流。
但是，在上述以往的结构，产生难以将间隔期间t_int和值守期间t_watch的时间常数之比增大设定的问题。以下具体地说明。
由于值守期间接收设备接通，所以消耗电流成为全消耗电流Itotal。由于值守期间以外的期间接收设备关闭，所以消耗电流成为断路时的消耗电流ISd。该消耗电流ISd相当于振荡电路92的消耗电流。
这里，间歇动作时一循环的消耗电流的平均为ISd+Itotal×(t_watch/t_int).....(4)。
因此，为了降低间歇动作时的消耗电流，需要将(t_watch/t_int)设定得小，即，需要将作为其倒数的时间常数之比设定得大。即，根据算式(3)，需要将I92与I91之比设定得大。
这里，在需要t_int＝1sec(＝1000msec)、t_watch＝1msec的情况下(因此，需要I91∶I92＝1∶1000)的设定值的例子表示在下述的表1中。
表1
如表1所示，将I91设定为100nA时，必须将I92设定为100μA。I92被设定得这样大时，产生振荡电路92的消耗电流ISd增大，振荡电路92的消耗功率增大的问题。
将I92设定得小时，产生需要将I91也与其相应地设定得小，例如，将I92设定得小至1μA时，需要将I91设定为1nA。I91变成这样微小的纳安级的电流值时，因漏泄电流的影响而产生充放电电路94的动作不稳定的问题。
发明内容
本发明鉴于上述问题而完成，其目的在于，实现可以将间隔期间t_int和值守期间t_watch的时间常数之比设定得大，可以降低间歇动作时的消耗电流的振荡电路及红外线接收装置。
为了实现上述目的，本发明的振荡电路包括充放电电路，对电容器进行充放电；以及信号生成电路，基于所述充放电电路的所述电容器的充放电而变化的充放电信号，生成被设定了表示所述接收设备的间歇动作的周期的间隔期间和表示所述间歇驱动的接收设备接通的期间的值守期间的信号，其特征在于，所述信号生成电路基于第1电压和第2电压之间的电压差而对所述信号设定所述间隔期间，基于分别具有所述第1电压和所述第2电压之间的电位的第3电压和第4电压之间的电压差而对所述信号设定所述值守期间。
根据该特征，可以将作为值守期间和间隔期间之比的时间常数之比通过作为第1电压和第2电压之差及第3电压和第4电压之差的电压差之比、以及充放电电路的电流源的电流值之比两者来设定。因此，不需要如以往技术的结构那样仅根据充放电电路的电流源的电流值之比来设定时间常数之比。因此，不产生充放电电路的电流源的一方的电流值过大而使振荡电路的消耗电流过大，电流源的另一方的电流值小至数μA左右，因漏泄电流的影响而使电路动作不稳定的问题。其结果，可以提供将间隔期间和值守期间的时间常数之比设定得大，可以降低间歇动作时的消耗电流的振荡电路。
为了实现上述目的，本发明的红外线接收装置的特征在于，包括本发明的振荡电路；以及基于所述振荡电路生成的所述信号而间歇动作的所述接收设备。
根据该特征，通过将作为振荡电路生成的信号的值守期间和间隔期间之比的时间常数之比设定得大，可以降低接收设备的待机消耗电流。
本发明的其他目的、特征、以及优点通过以下所示的记载而会十分清楚。此外，本发明的好处在参照附图的以下说明中会变得明白。
图1是表示本发明的实施方式1的图，是表示振荡电路的主要部分结构的电路图。
图2是包括了上述振荡电路的红外线接收装置的方框图。
图3是表示上述振荡电路中设置的比较电路的结构的电路图。
图4是表示上述比较电路的初级晶体管的配置的示意图。
图5是表示用于生成上述振荡电路的比较电路的基准电压的电阻的结构的图。
图6是表示上述振荡电路的动作的波形图。
图7是表示实施方式2的振荡电路的主要部分结构的电路图。
图8是表示上述振荡电路的动作的波形图。
图9是表示实施方式3的振荡电路的主要部分结构的电路图。
图10(a)是表示上述振荡电路中设置的初始设定电路的结构的电路图，图10(b)是表示其动作的波形图。
图11是表示上述振荡电路的动作的波形图。
图12是表示实施方式4的振荡电路的主要部分结构的电路图。
图13是表示上述振荡电路的动作的波形图。
图14是表示以往技术的图，是表示红外线接收装置的主要部分结构的方框图。
图15是表示上述红外线接收装置中设置的振荡电路的结构的电路图。
图16是表示上述振荡电路的动作的波形图。
具体实施例方式
关于本发明的实施方式，基于图1至图13说明如下。
(实施方式1)图1是表示实施方式1的振荡电路2a的主要部分结构的电路图，图2是包括了上述振荡电路2a的红外线接收装置1的方框图。红外线接收装置1包括将输入信号通过红外线而接收的接收设备3；以及生成用于对接收设备3间歇驱动的输出信号out1的振荡电路2a。
振荡电路2包括对电容器C0进行充放电的充放电电路4a。充放电电路4a具有源极及栅极之间被相互连接的PMOS晶体管Tr1、Tr2。PMOS晶体管Tr1的栅极和漏极被相互连接，PMOS晶体管Tr1的漏极被连接到电流源I1。PMOS晶体管Tr2的漏极被连接到电容器C0。
在充放电电路4a中，设有栅极及漏极被相互连接的NMOS晶体管Tr3、Tr4。NMOS晶体管Tr3的栅极和源极被相互连接，NMOS晶体管Tr3的源极被连接到电流源I2。NMOS晶体管Tr4的源极被连接到电容器C0。充放电电路4a具有其源极及漏极被连接在NMOS晶体管Tr3的源极及漏极上的NMOS晶体管Tr5。
在振荡电路2a中，设有比较电路6a。比较电路6a具有将基于对电容器C0进行充放电的充放电电压的充放电信号X与基准电压Vth1进行比较的比较器7a；将充放电信号X与基准电压Vth2进行比较的比较器7b；将充放电信号X与基准电压Vth3进行比较的比较器7c；以及将充放电信号X与基准电压Vth4进行比较的比较器7d。
图3是表示比较器7a的结构的电路图。由于比较电路7b、7c、7d也具有与比较电路7a相同的结构，所以以比较器7a为例进行说明。
比较器7a具有PMOS晶体管MP1、MP2。PMOS晶体管MP1、MP2的栅极被相互连接，接受被输入到比较电路7a的同相输入端子G1的充放电信号X。PMOS晶体管MP1、MP2的源极分别通过端子S1而被连接到电流源Itail的一端。电流源Itail的另一端被连接到电源电压Vcc的线路。PMOS晶体管MP1、MP2的漏极被分别连接到端子D1。
比较器7a还具有PMOS晶体管MP3、MP4。PMOS晶体管MP3、MP4的栅极被相互连接，接受被输入到比较器7a的反相输入端子G2的基准电压Vth2。PMOS晶体管MP3、MP4的源极分别通过端子S1而被连接到电流源Itail的一端。PMOS晶体管MP3、MP4的漏极被分别连接到端子D2。
比较器7a的输入级中设置的PMOS晶体管MP1、MP2、MP3、MP4，如图4所示，按照共形心结构而被配置。这里，共形心结构是指将输入级上设置的MOS晶体管点对称地配置的结构。PMOS晶体管MP1、MP3夹置带状形成的端子S1而被相互面对配置，PMOS晶体管MP4、MP2夹置带状形成的端子S1被相互面对配置。PMOS晶体管MP1、MP2的重心、以及PMOS晶体管MP3、MP4的重心都与端子S1的中央点P1一致，MOS晶体管MP1、MP2、MP3、MP4对于点P1被点对称地配置。端子D1形成在夹置PMOS晶体管MP1并面对端子S1的位置、以及夹置PMOS晶体管MP2并面对端子S1的位置，端子D2形成在夹置PMOS晶体管MP3并面对端子S1的位置、以及夹置PMOS晶体管MP4并面对端子S1的位置。在端子D1、D2的两外侧上，分别形成有虚拟图形。
在比较器7a中，设有栅极被相互连接的NMOS晶体管Tr31、Tr32、Tr41、Tr42。NMOS晶体管Tr31的栅极及源极被相互连接。NMOS晶体管Tr31的源极被连接到端子D1。NMOS晶体管Tr32的源极被连接到端子D2。
比较器7a具有栅极被相互连接的NMOS晶体管Tr33、Tr34、Tr40。NMOS晶体管Tr33的源极被连接到端子D1。NMOS晶体管Tr34的栅极及源极被相互连接。NMOS晶体管Tr34的源极被连接到端子D2。NMOS晶体管Tr32的源极被连接到端子D2。
在比较器7a中，设有栅极被相互连接的PMOS晶体管Tr35、Tr36。PMOS晶体管Tr35、Tr36的源极分别连接到被供给电源电压Vcc的线路上。PMOS晶体管Tr35的源极及漏极被相互连接，其漏极连接到NMOS晶体管Tr41的源极。PMOS晶体管Tr36的漏极连接到NMOS晶体管Tr40的源极。
比较器7a具有栅极被相互连接且源极分别连接到电源电压Vcc的线路上的PMOS晶体管Tr37、Tr38、Tr39。NMOS晶体管Tr33的源极连接到端子D1。NMOS晶体管Tr34的栅极及源极被相互连接。PMOS晶体管Tr37的漏极连接到NMOS晶体管Tr41的源极。PMOS晶体管Tr38的栅极及漏极被相互连接，并连接到NMOS晶体管Tr40的源极。PMOS晶体管Tr39的漏极连接到NMOS晶体管Tr42的源极及将来自比较器7a的输出信号out2输出的输出端子。
图5是表示用于生成比较电路6a的基准电压Vth1、Vth2、Vth3、Vth4的电阻R1、R2、R3、R4、R5的结构的图。电阻R1、R2、R3、R4、R5被串联连接。电阻R1的与电阻R2的相反侧连接到被供给规定的电压的线路，电阻R5的与电阻R4的相反侧连接到地。从电阻R4和电阻R5之间的端子，对比较器7a的反相输入端子G2供给基准电压Vth1。从电阻R1和电阻R2之间的端子对比较器7b的反相输入端子供给基准电压Vth2，从电阻R3和电阻R4之间的端子对比较器7c的反相输入端子供给基准电压Vth3，从电阻R2和电阻R3之间的端子对比较器7d的反相输入端子供给基准电压Vth4。
振荡电路2a有逻辑电路5a。在逻辑电路5a中，设有NAND元件11a、11b、11c。比较器7a的比较结果(输出信号out2)通过两个反相器Iv作为信号S被输入到NAND元件11a的一个输入端子上。NAND元件11a的另一个输入端子连接到NAND元件11b的输出端子。比较器7b的比较结果通过一个反相器Iv作为信号R被输入到NAND元件11b的一个输入端子上。NAND元件11b的另一个输入端子连接到NAND元件11a的输出端子。NAND元件11a、11b构成SR锁存电路。
NAND元件11a的输出端子连接到充放电电路4a的NMOS晶体管Tr5的栅极。NAND元件11b的输出端子连接到NAND元件11c的输入端子。比较器7c的比较结果通过相互串联连接的两个反相器Iv作为信号A被输入到NAND元件11c的另一个输入端子上。比较器7d的比较结果通过一个反相器Iv作为信号B被输入到NAND元件11c的另一个输入端子上。来自NAND元件11c的信号C通过一个反相器Iv作为输出信号out1从振荡电路2a输出。
图6是表示振荡电路2a的动作波形图。电容器C0通过电流源I1而被充电，充放电信号X从基准电压Vth1起上升而达到基准电压Vth3时，比较器7c的输出从“低”反转为“高”，因此，信号A也从“低”反转为“高”。充放电信号X从基准电压Vth3起进一步上升而达到基准信号Vth4时，比较器7d的输出从“低”反转为“高”，因此，信号B从“高”反转为“低”。充放电信号X从基准电压Vth4起进一步上升而达到基准信号Vth2时，比较器7b的输出从“低”反转为“高”，因此，信号R从“高”反转为“低”。因此，NAND元件11b的输出信号-Q从“低”反转为“高”，NAND元件11a的输出信号Q从“高”反转为“低”。其结果，充放电电路4a的NMOS晶体管Tr5截止，电流源I2开始电容器C0的放电。由于电流源I1始终对电容器C0充电，所以通过设定为(电流源I2的电流值)＞(电流源I1的电流值)，电容器C0通过((电流源I2的电流值)-(电流源I1的电流值))的电流而被放电。其结果，充放电信号X从基准电压Vth2起开始减少，信号R从“低”反转为“高”。
充放电信号X从基准电压Vth2起减少而达到基准电压Vth4时，比较器7d的输出从“高”反转为“低”，因此，信号B从“低”反转为“高”。因此，由于输入到NAND元件11c的信号-Q、A、B都为“高”，所以来自NAND元件11c的输出信号C从“低”反转为“高”，因此，来自逻辑电路8a的输出信号out1从“高”反转为“低”。
充放电信号X从基准电压Vth4起进一步减少而达到基准电压Vth3时，比较器7c的输出从“高”反转为“低”，因此，信号A也从“高”反转为“低”。由于输入到NAND元件11c的信号-Q、A、B中的信号A从“高”反转为“低”，所以来自NAND元件11c的输出信号C再次从“高”反转为“低”，因此，输出信号C再次从“低”反转为“高”。
充放电信号X从基准电压Vth3起进一步减少而达到基准电压Vth1时，比较器7a的输出信号out2从“高”反转为“低”，因此，信号S也从高”反转为“低”，从NAND元件11a输出的信号Q从“低”反转为“高”。其结果，NMOS晶体管Tr5导通，利用电流源I2的电容器C0的放电停止，电容器C0再次通过电流源I1被充电。因此，充放电信号X再次从基准电压Vth1起向基准电压Vth3上升。
电容器C0被充电，充放电信号X从基准电压Vth1起上升到基准电压Vth2的时间相当于信号Q为“高”的时间t1，电容器C0被放电，充放电信号X从基准电压Vth2起下降到基准电压Vth1的时间相当于信号Q为“低”的时间t2。时间t1及时间t2通过下述的算式表示。
t1＝C0×(Vth2-Vth1)/I1t2＝C0×(Vth2-Vth1)/(I2-I1)在本实施方式，基于基准电压Vth3和基准电压Vth4之差，设定值守期间。充放电信号X从基准电压Vth4起减少而达到基准电压Vth3的时间t3通过下述的算式表示。
t3＝C0×(Vth4-Vth3)/(I2-I1)其中，间隔期间t_int、值守期间t_watch为t_int＝t1+t2＝C0×(Vth2-Vth1)/(I1/I2×(I2-I1))
.....(5)t_watch＝t3＝C0×(Vth4-Vth3)/(I2-I1).....(6)。
因此，间隔期间t_int和值守期间t_watch的时间常数之比为t_int/t_watch＝((Vth4-Vth3)/(Vth2-Vth1))×(I1/I2).....(7)。
该时间常数之比可以通过(I1/I2)的电流值之比和((Vth4-Vth3)/(Vth2-Vth1))的电压差之比两者而设定。
下述表2表示需要间隔期间t_int＝1sec(＝1000msec)、值守期间t_watch＝1msec的情况下的设定值的例子。
表2
可以将t_int∶t_watch＝1000∶1的时间常数差分成(Vth4-Vth3)∶(Vth2-Vth1)的电压差和I1∶I2的电流差两者来设定。在上述以往技术的结构，必须设定为I1∶I2＝1∶1000，而在本实施方式，设定为Vth4-Vth3＝0.1V时，可以设定为I1∶I2＝1∶100。因此，与以往例比较，不使振荡电路的消耗电流增大而获得大的时间常数。
通过将值守期间t_watch设定得比接收设备3的起动时间长，可以适当地间歇驱动利用红外线接收输入信号的接收设备3。作为利用红外线的接收设备，有IrDA(Infrared data assosiation)部件、红外线遥控器等。接收设备3的起动时间在IrDA部件中，作为SD(断路)恢复时间，一般地为数百μsec数量级。在红外线遥控器中，为数百msec。通过将值守期间t_watch设定得比接收设备3的起动时间长，在值守期间t_watch接收到输入信号的情况下，可进行接收设备3的可靠的动作。
在本实施方式，通过利用基准电压Vth4-基准电压Vth3的电位差，可以降低I1∶I2的电流之比。使基准电压Vth4-基准电压Vth3的电位差进一步变小时，可以进一步降低I1∶I2的电流之比。但是，使基准电压Vth4-基准电压Vth3的电压差进一步变小时，在因工艺处理变动等而未满足Vth4＞Vth3的情况下，电路未正常地动作。作为未满足Vth4＞Vth3的主要因素，被认为是(1)基准电压Vth3、Vth4的偏差、(2)比较电路的输入偏移电压。
对于上述(1)，如图5所示，通过由电阻构成基准电压Vth1～基准电压Vth4，能够可靠地实现Vth4＞Vth3。
上述(2)的输入偏移电压成为差动输入级的MOS晶体管元件的失配原因之一。作为MOS晶体管的失配的原因，被认为是如下记载的(a)、(b)。
(a)对源极、漏极的离子注入时的斜率(倾斜的离子注入)在通常MOS晶体管的工艺处理中，由于离子注入具有角度，所以源极、漏极未被对称地形成。如图4所示，通过采用共形心结构(点对称)的配置，无论离子注入在哪个方向，都对差动输入级的MOS晶体管均等地产生影响，可以降低MOS晶体管元件的失配。
(b)MOS晶体管元件的表面内的参数的梯度的影响由于在元件表面内元件的参数有梯度，所以在左右、上下的元件之间有产生失配的危险。这种参数例如是沟道杂质浓度nch、沟道阈值电压vt0。如图4所示，通过为共形心结构(点対称)的配置，即使有参数的梯度，对差动输入级的MOS晶体管也均等地产生影响，能够降低MOS晶体管元件的失配。
(实施方式2)图7是表示实施方式2的振荡电路2b的主要部分结构的电路图，图8是表示振荡电路2b的动作的波形图。对与实施方式1中上述结构部件相同的结构部件附加相同的参考标号，并省略其详细的说明。
振荡电路2b包括充放电电路4b。充放电电路4b的PMOS晶体管Tr1的漏极连接到电流源(I1-I3)的一端。电流源(I1-I3)的另一端连接到地。充放电电路4b有栅极和源极被相互连接的PMOS晶体管Tr6、Tr7。PMOS晶体管Tr7的栅极和漏极被相互连接。PMOS晶体管Tr7的漏极连接到电流源I3的一端，电流源I3的另一端被接地。PMOS晶体管Tr6、Tr7的源极设有其源极和漏极分别连接到PMOS晶体管Tr7的源极和漏极的PMOS晶体管Tr8。PMOS晶体管Tr6的漏极连接到电容器C0。在充放电电路4b中，设有源极及漏极分别连接到NMOS晶体管Tr3的源极及漏极的NMOS晶体管Tr9。
振荡电路2b包括信号输入检测电路9。信号输入检测电路9有输入信号通过反相器而输入到栅极的NMOS晶体管Tr71。晶体管Tr71的源极连接到电流源I4，其漏极连接到地。在信号输入检测电路9中，设有一个端子连接到NMOS晶体管Tr71的源极，另一个端子连接到NMOS晶体管Tr71的漏极的电容器C1。信号输入检测电路9有栅极通过反相器连接到NMOS晶体管Tr71的源极的NMOS晶体管Tr72。NMOS晶体管Tr72的漏极连接到NMOS晶体管Tr71的漏极，其源极连接到用于将充放电信号X供给到比较电路6b的线路。
在比较电路6b中，设有将充放电信号X与基准电压Vth5进行比较的比较器7e。振荡电路2b包括逻辑电路8b。逻辑电路8b有NAND电路11d。在NAND电路11d的一个输入端子上，输入从NAND电路11C输出的信号C，在另一个输入端子上，来自比较器7e的输出通过串联设置的两个反相器Iv作为信号D输入。来自两个串联的反相器Iv中的前级的反相器Iv的输出被输入到充放电电路4b的NMOS晶体管Tr9的栅极，来自后级的反相器Iv的输出被输入到PMOS晶体管Tr8的栅极。输出信号out2从NAND电路11d输出。
充放电信号X从基准电压Vth2起减少而达到基准电压Vth4时，比较器7d的输出从“高”反转为“低”，因此，信号B从“低”反转为“高”。因此，由于输入到NAND元件11c的信号-Q、A、B都为“高”，所以来自NAND元件11c的输出信号C从“高”反转为“低”。信号D变为“高”，来自AND电路11d的输出信号out2从“高”反转为“低”。
充放电信号X从基准电压Vth4起进一步减少而达到基准电压Vth3前，输入信号被输入到信号输入检测电路9时，充放电信号X急剧地减少到比基准电压Vth5低的电压。因此，比较器7e的输出从“高”反转为“低”，前级的反相器Iv的输出从“低”反转为“高”，因而N沟道MOS晶体管Tr9导通。然后，后级的反相器Iv的输出从“高”反转为“低”，从而P沟道MOS晶体管Tr8导通。因此，以(I2-I1)的放电被中止，开始以(I1-I3)的充电。
基于来自比较器7a的输出的信号S从“高”反转为“低”，信号Q从“低”反转为“高”，信号-Q从“高”反转为“低”。基于来自比较器7c的输出的信号A从“高”反转为“低”，从NAND电路11c输出的信号Cは从“低”反转为“高”。基于来自比较器7e的输出的信号D从“高”反转为“低”，所以来自AND电路11d的输出信号out2被维持为“低”。
然后，充放电信号X上升而达到基准电压Vth5时，比较器7e的输出信号从“低”反转为“高”，前级的反相器的输出从“高”反转为“低”，因而N沟道MOS晶体管Tr9截止，后级的反相器的输出从“低”反转为“高”，因而P沟道MOS晶体管Tr8截止。因此，以(I1-I3)的充电被中止，开始以I1的充电。基于来自反相器7e的输出的信号D从“低”反转为“高”，AND电路11d的输出信号out2从“低”反转为“高”。
充放电信号X从基准电压Vth5起增大而达到基准电压Vth1时，基于来自比较器7a的输出的信号S从“低”反转为“高”，充放电信号X从基准电压Vth1起向基准电压Vth3增大。
这样，将基准电压Vth5供给比较器7e，通过基准电压Vth5，根据外部信号的输入而设定用于保持接收设备3的导通状态的保持期间on_time(t_on)。
在间歇动作时导通期间(值守期间t_watch(ON))被输入了外部信号的情况下，需要保持接收设备3的导通状态，可通过实施方式2的结构达到。
t_on＝C0×Vth5/(I1-I3)再有，虽然表示了基准电压Vth5比基准电压Vth1低的例子，但本发明不限于此。也可以将基准电压Vth5比基准电压Vth2设定得高。此外，表示了通过基准电压Vth5，根据外部信号的输入而保持接收设备3的导通状态的结构，但本发明不限于此，也可以为保持接收设备3的截止状态的结构。
(实施方式3)图9是表示实施方式3的振荡电路2c的主要部分结构的电路图，图10(a)是表示振荡电路2c中设置的初始设定电路10的结构的电路图，图10(b)是表示其动作的波形图。对与实施方式2中上述结构部件相同的结构部件附加相同的参考标号，并省略其详细的说明。
初始设定电路10有栅极被相互连接的NMOS晶体管M2、M3。NMOS晶体管M2的源极通过端子Y连接到电容器C2的一个端子，电容器C2的另一个端子连接到被供给电源电压Vcc的线路。NMOS晶体管M3的栅极和源极被相互连接。在初始设定电路10中，设有栅极被相互连接的NMOS晶体管M1、M4。NMOS晶体管M1的栅极连接到端子Y，其源极连接到将充放电信号X供给比较电路6b的线路。初始设定电路10有栅极被相互连接的PMOS晶体管M5、M6、M7。从PMOS晶体管M5的漏极对NMOS晶体管M3的源极及栅极供给电流Iref。PMOS晶体管M7的栅极及漏极被相互连接，并连接到NMOS晶体管M4的源极。PMOS晶体管M5、M6、M7的各源极连接到电源电压Vcc的线路。在初始设定电路10中，设有相互的栅极被连接的NMOS晶体管T1、T2。NMOS晶体管T1的栅极及源极被相互连接。NMOS晶体管T1的源极连接到PMOS晶体管M6的漏极。NMOS晶体管T2的源极连接到PMOS晶体管M7的漏极。NMOS晶体管T2的漏极通过电阻R0而连接到地。NMOS晶体管T1、M4、M3、M2的各漏极分别连接到地。
电源接通时，端子Y的电压波形通过电容器C2而上升到电源电压Vcc的电平为止。然后，恒流源开始动作时，电容器C2通过恒流源而被放电，端子Y的电压波形下降至地电平为止。此时，供给到NMOS晶体管M1的源极的电流Iout仅在接通电源电压Vcc时从充放电电路4b流过初始设定电路10。
因此，电源接通时，电流Iout从充放电电路4b流过初始设定电路10，充放电电压X从比基准电压Vth5低的“低”电平开始。然后，电容器C0通过(I3-I3)被充电。充放电电压X增大而达到基准电压Vth5时，比较器7e的输出信号从“低”反转为“高”，前级的反相器的输出从“高”反转为“低”，因而N沟道MOS晶体管Tr9截止，后级的反相器的输出从“低”反转为“高”，因而P沟道MOS晶体管Tr8截止。因此，以(I1-I3)的充电被中止，开始以I1的充电。基于来自反相器7e的输出的信号D从“低”反转为“高”，AND电路11d的输出信号out3从“低”反转为“高”。
在振荡电路因电源接通时的电路的初始状态，有时电路的动作不稳定。例如，电源接通时接收设备从截止(值守期间以外的期间)的状态开始振荡时，最迟在经过间隔期间t_int的时间后开始，接收设备的导通才可能。如实施方式3那样，通过包括了具有电源接通时的初始设定功能的初始设定电路10，在电源接通时可使振荡电路稳定地动作。通过电源接通时由初始设定电路10提供初始设定，输出信号out3为“低”，接收设备导通的期间t_on(ON)开始充放电电路2d的动作，从接收设备导通的状态起就可以起动振荡电路2d，所以起动时的振荡电路2d的动作稳定。
(实施方式4)图12是表示实施方式4的振荡电路2d的主要部分结构的电路图，图13是表示振荡电路2d的动作的波形图。对与在实施方式1中上述结构部件相同的结构部件附加相同的参考标号，并省略其详细的说明。
振荡电路2d有逻辑电路8d。逻辑电路8d有逻辑元件11e。逻辑元件11e基于外部输入Ext和从AND电路11c输出的信号C而将输出信号out4输出。
电容器C0通过电流源I1被充电，充放电信号X从基准电压Vth1起上升而到达基准电压Vth3时，比较器7c的输出从“低”反转为“高”，因此，信号A也从“低”反转为“高”。充放电信号X从基准电压Vth3起进一步上升而达到基准信号Vth4时，比较器7d输出从“低”反转为“高”，因此，信号B从“高”反转为“低”。充放电信号X从基准电压Vth4起进一步上升而达到基准信号Vth2时，比较器7b的输出从“低”反转为“高”，因此，信号R从“高”反转为“低”。因此，NAND元件11b的输出信号-Q从“低”反转为“高”，NAND元件11a的输出信号Q从“高”反转为“低”。其结果，充放电电路4a的晶体管Tr5截止，电流源I2开始电容器C0的放电。由于电流源I1始终对电容器C0充电，所以通过设定为(电流源I2的电流值)＞(电流源I1的电流值)，电容器C0通过((电流源I2的电流值)-(电流源I1的电流值))的电流而被放电。其结果，充放电信号X从基准电压Vth2起开始减少，信号R从“低”反转为“高”。
充放电信号X从基准电压Vth2起减少而达到基准电压Vth4时，比较器7d的输出从“高”反转为“低”，因此，信号B从“低”反转为“高”。因此，输入到NAND元件11c的信号-Q、A、B都变为“高”，所以来自NAND元件11c的输出信号C从“高”反转为“低”，因此，来自逻辑电路8a的输出信号out1从“高”反转为“低”。
充放电信号X从基准电压Vth4起进一步减少而达到基准电压Vth3时，比较器7c的输出从“高”反转为“低”，因此，信号A也从“高”反转为“低”。由于输入到NAND元件11c的信号-Q、A、B中的信号A从“高”反转为“低”，所以来自NAND元件11c的输出信号C再次从“高”反转为“低”，因此，输出信号C再次从“低”反转为“高”。
充放电信号X从基准电压Vth3起进一步减少而达到基准电压Vth1时，比较器7a的输出信号out2从“高”反转为“低”，因此，信号S也从“高”反转为“低”，从NAND元件11a输出的信号Q从“低”反转为“高”。其结果，晶体管Tr5导通，通过电流源I2的电容器C0的放电停止，电容器C0再次通过电流源I1而被充电。因此，充放电信号X再次从基准电压Vth1起向基准电压Vth3上升。
基准电压Vth1超过基准电压Vth3而向基准电压Vth4增加时，如果外部信号Ext从“高”反转为“低”，则输出信号out4被维持为“高”。然后，充放电信号X在基准电压Vth2中反转而减少，并达到基准电压Vth4时，信号B从“低”反转为“高”，信号C从“高”反转为“低”，但外部信号Ext被维持为“低”，所以来自逻辑元件11e的输出信号out4维持“高”。
这样，通过由外部信号Ext控制逻辑电路8d，可以将接收设备从间歇动作强制地设定为导通状态。
本发明不限定于上述各实施方式，能够在权利要求所示的范围内进行各种变更，将以不同的实施方式分别公开的技术手段适当组合而获得的实施方式也包含在本发明的技术范围中。
本发明可以应用于使接收设备间歇动作的振荡电路及红外线接收装置。
在本实施方式的振荡电路中，优选是所述第1电压比所述第2电压低，所述信号生成电路基于处于所述第1电压和所述第2电压之间的范围外的第5电压，根据外部信号的输入而在所述信号中设定用于表示将所述接收设备的状态保持的期间的保持期间。
根据上述结构，在接收设备的间歇动作时接通期间中被输入了外部信号的情况下，可保持接通状态。此外，在间歇动作时截止期间中被输入了外部信号的情况下，可保持截止状态。第5电压可以比第1电压低，也可以比第2电压高。
在本实施方式的振荡电路中，优选是所述信号生成电路基于所述第5电压，根据电源电压的接通而在所述信号中设定用于电源电压接通时的稳定动作的初始保持期间。
根据上述结构，能够在电源电压接通时使振荡电路稳定地动作。
在本实施方式的振荡电路中，优选是所述信号生成电路包括将所述充放电信号与所述第1电压、所述第2电压、所述第3电压及所述第4电压进行比较的比较电路；基于所述比较电路的比较结果而在所述信号中设定所述间隔期间和所述值守期间的逻辑电路。
根据上述结构，容易将振荡电路集成电路化。
在本实施方式的振荡电路中，优选是所述逻辑电路在所述信号中设定根据外部输入而强制地保持所述接收设备的状态的期间。
根据上述结构，能够使接收设备从间歇动作状态强制地变成导通状态或截止状态。
在本实施方式的振荡电路中，优选是所述信号生成电路将所述值守期间设定为比所述接收设备的起动时间长。
根据上述结构，由于值守期间比接收设备的起动时间长，所以在值守期间接收设备接收到信号的情况下，能够可靠的动作。
在本实施方式的振荡电路中，优选是所述第1电压乃至所述第4电压中的至少两个电压由串联设置的多个电阻生成。
根据上述结构，可以降低基准电压的工艺处理变动，可以可靠地实现两个基准电压之间的规定的大小关系。
在本实施方式的振荡电路中，优选是按照共形心结构而配置所述比较电路的输入级中设置的晶体管。
根据上述结构，可以降低比较电路的输入偏移电压。
在发明的详细的说明项中形成的具体的实施方式或实施例终究只是使本发明的技术内容清楚，不应仅限定于这样的具体例而被狭义地解释，在本发明的精神和权利要求的范围内，能够进行各种各样变更来实施。
权利要求
1.一种振荡电路，包括充放电电路，对电容器进行充放电；以及信号生成电路，基于相应于所述充放电电路对所述电容器的充放电而变化的充放电信号，生成被设定了间隔期间和值守期间的信号，间隔期间表示所述接收设备的间歇动作的周期，而值守期间表示所述间歇驱动的接收设备接通的期间，其特征在于，所述信号生成电路基于第1电压和第2电压之间的电压差而对所述信号设定所述间隔期间，基于分别具有所述第1电压和所述第2电压之间的电位的第3电压和第4电压之间的电压差而对所述信号设定所述值守期间。
2.如权利要求1所述的振荡电路，其中，所述第1电压比所述第2电压低，所述信号生成电路基于处于所述第1电压和所述第2电压之间的范围外的第5电压，对所述信号设定保持期间，保持期间表示相应于外部信号的输入而保持所述接收设备的状态的期间。
3.如权利要求2所述的振荡电路，其中，所述信号生成电路基于所述第5电压，对所述信号设定初始保持期间，初始保持期间用于相应于电源电压的接通而电源电压接通时的稳定动作。
4.如权利要求1所述的振荡电路，其中，所述信号生成电路包括比较电路，将所述充放电信号与所述第1电压、所述第2电压、所述第3电压及所述第4电压进行比较；以及逻辑电路，基于所述比较电路的比较结果而对所述信号设定所述间隔期间和所述值守期间。
5.如权利要求4所述的振荡电路，其中，所述逻辑电路对所述信号设定相应于外部输入而强制地保持所述接收设备的状态的期间。
6.如权利要求1所述的振荡电路，其中，所述信号生成电路设定所述值守期间，以使其比所述接收设备的起动时间长。
7.如权利要求4所述的振荡电路，其中，所述第1电压至所述第4电压中的至少两个电压由串联设置的多个电阻而生成。
8.如权利要求4所述的振荡电路，其中，将设置于所述比较电路的输入级的晶体管按照共形心结构来配置。
9.一种红外线接收装置，包括振荡电路；以及基于所述振荡电路生成的所述信号而间歇动作的所述接收设备，其特征在于，所述振荡电路是权利要求1所述的振荡电路。
全文摘要
本发明涉及振荡电路，它包括充放电电路，对电容器进行充放电；以及信号生成电路，基于相应于充放电电路的电容器的充放电而变化的充放电信号，为了使接收设备间歇动作，生成被设定了表示接收设备的间歇动作的周期间隔期间和表示间歇驱动的接收设备的接通期间的值守期间的信号，信号生成电路基于第1基准电压和第2基准电压之间的电压差而对信号设定间隔期间，并基于分别具有第1基准电压和第2基准电压之间的电位的第3基准电压和第4基准电压之间的电压差而对信号设定值守期间。
文档编号H03L7/00GK1949667SQ20061013611
公开日2007年4月18日 申请日期2006年10月11日 优先权日2005年10月12日
发明者井上高广 申请人:夏普株式会社