专利名称：非整数分频频率合成器及其相关方法
技术领域：
本发明涉及提供一种非整数分频频率合成器(Fraction-N frequencysynthesizer)以及相关频率合成的方法，特别涉及一种可应用于不同参考频率并具有三角积分调制器(sigma-delta modulator)的非整数分频频率合成器以及相关频率合成的方法。
背景技术：
传统上，频率合成器(frequency synthesizer)利用一参考信号的参考频率来当作一来源信号，并且通过该参考频率来合成所需的输出信号，其中该输出信号的频率与参考频率具有倍数关系。请参阅图1，为一现有非整数分频频率合成器100的功能方块图。非整数分频频率合成器100包含有一相位检测器(phase detector)110、一回路滤波器(loopfilter)120、一电压控制振荡器(voltage controlled oscillator，VCO)130、一分频器(frequency divider)140、以及一三角积分调制器(sigma-delta modulator，SDM)150。分频器140依据由三角积分调制器150所提供的一分频因子(divisionfactor)(例如N±n)来对一输出信号Sout的输出频率Fout进行分频的动作，并产生一反馈信号Sb。而相位检测器110则比较该反馈信号Sb以及参考信号Sref的相位，并且输出一代表反馈信号Sb以及参考信号Sref的相位差异的相位差异信号Se。接下来，相位差异信号Se通过回路滤波器120进行滤波的动作并产生一控制电压Vt，该控制电压Vt用来控制电压控制振荡器130以产生一输出信号Sout，而该输出信号Sout的输出频率与控制电压Vt则具有一函数关系。
在现有非整数分频频率合成器100中，用于对输出信号Sout进行分频动作的分频因子通常是通过三角积分调制器150在二到多个整数间进行切换来加以产生的。请参阅图2，为图1所示的三角积分调制器150的功能方块图。三角积分调制器150包含有一整数输入源(integral end source)151、一分数输入源(fractional end source)152、加法器156及158、一低通滤波器(low-pass filter)154、一量化器(quantizer)155、以及一基数乘法器(base multiplier)157。请注意，由于现有三角积分调制器150的运作原理以及相关构造为熟悉此项技术者所周知，在此不于赘述。在现有三角积分调制器150中，整数输入源151可为一缓存器(register)，用来提供一整数部分数据(integral part)N，而该分数输入源152也可为一寄存器(register)，用来提供一分数部分数据(fractional part)FE。所述低通滤波器154可用来当作一多阶(multiple-order)的低通滤波器，用来对分数部分数据FE进行低通滤波的动作。而量化器155则依据不同的级数(level)将分数部分数据FE量化成一介于+n至-n范围间的特定量化值。接下来，基数乘法器157将所述介于+n至-n范围间的量化值乘以一固定的基数值(basevalue)B，随后再利用负反馈将基数乘法器157所计算出的结果输入至加法器158中，而加法器158再将基数乘法器157所计算出的结果与分数部分数据FE相减。如图2所示，加法器156将整数部分数据N与所述介于+n至-n范围间的量化值合成在一起以产生一连串介于N+n至N-n之间的除数，因此，在长时间后，例如经过数十个输出信号周期后，三角积分调制器150所产生的平均除数值等效于N+FE。输出信号Sout的平均输出频率Fout与参考信号Sref的参考频率Fref的关系式可表示如下
Fout＝Fref×(N+FE)公式(1)其中基数乘法器157所提供的基数B可通过参考频率Fref以及所需的输出频率分辨率(frequency resolution)Fres相加求得，其关系式表示如下B＝Fref/GCD(Fref，Fres) 公式(2)在公式(2)中，GCD(greatest common divisor)代表最大公因子，换句话说，GCD(Fref，Fres)也取参考频率Fref以及频率分辨率Fres的最大公因子。
由上述公式可知，基数B由参考频率Fref推导而来，因此，若参考频率Fref改变时，基数乘法器157中的基数B也需要改变。换句话说，现有频率合成器100中的三角积分调制器150设计用于支持单一固定的参考频率Fref。若是要设计一可应用于不同的参考频率的频率合成器的话，现有频率合成器必须在三角积分调制器中计算出对应各个参考频率的基数值，并且也须针对各个参考频率设计不同的反馈电路，如此一来，大大增加空间和成本上的消耗。因此，为了要增进频率合成器的效能，如何适当地设计一个具有固定基数，并且不受参考频率改变限制的三角积分调制器为现今的一大课题。
发明内容
因此，本发明的目的之一在于提供一种可应用于不同参考频率并具有三角积分调制器的非整数分频频率合成器以及相关频率合成的方法，以解决上述的问题。
本发明提供了一种频率合成器，包含有一相位检测器，一回路滤波器，一可控制振荡器，一分频器，以及一三角积分调制器；所述相位检测器，耦接于一参考信号以及一反馈信号，用于依据所述参考信号以及反馈信号的相位差产生一相位差信号；
所述回路滤波器，耦接于所述相位检测器，用来对所述相位差信号进行滤波的动作并产生一控制电压；所述可控制振荡器，耦接于所述回路滤波器，用来依据所述控制电压产生一输出信号；所述分频器，耦接于所述可控制振荡器以及相位检测器，用来依据一分频因子来对所述输出信号的频率进行分频动作以产生一反馈信号；以及所述三角积分调制器，耦接于所述分频器，用来依据一整数部分数据以及一分数部分数据来提供所述分频因子；而所述三角积分调制器包含有一控制器，用来提供一第一位值、一第二位值，以及一第三位值，其中所述第一位值代表所述整数部分数据、第二位值代表一第一部分的所述分数部分数据，以及第三位值代表一第二部分的所述分数部分数据；一第一加法器，耦接于所述控制器，用来合成所述第二位值、第三位值、以及一数字反馈值以产生一合成结果；一低通滤波器，耦接于所述第一加法器，用来依据所述合成结果输出一已滤波结果；一量化器，耦接于所述低通滤波器，用来量化所述已滤波结果以产生一量化值；一第二加法器，耦接于所述量化器，用来合成所述第一位值以及量化值以产生所述分频因子；以及一乘法器，耦接于所述第一加法器以及量化器，用来将所述量化值乘以一固定常数的乘法因子，以产生所述数据反馈值；其中所述控制器对应所述参考信号来调整所述第三位值以使得一输出频率分辨率维持固定。
所述控制器依据下列公式来决定所述第一位值N、第二位值FE、以及第三位值FERN＝Fout/Fref；FE＝{[Mod(Fout，Fref)]×CB}/Fref；以及FER＝Mod{{[Mod(Fout，Fref)]×CB}，Fref}；其中Fout代表所述输出信号的频率、Fref代表所述参考信号的频率、CB代表所述乘法因子、以及Mod{}代表一模数运算(modulo computation)。
所述控制器也可以依据下列公式来决定所述第一位值N、第二位值FE、以及第三位值FERN＝Fout/Fref；FE＝{[Mod(Fout，Fref)]×CB}/Fref；以及FER＝{Mod{{[Mod(Fout，Fref)]×CB}，Fref}}*2R/Fref；其中Fout代表所述输出信号的频率、Fref代表所述参考信号的频率、CB代表所述乘法因子、R为一整数、以及Mod{}代表一模数运算(modulocomputation)。
所述三角积分调制器还包含有一抖动电路(dithering circuit)，耦接于所述控制器，用来接收所述第三位值以及依据所接收的第三位值产生一抖动值；以及所述第一加法器合成所述抖动值、第二位值、以及数字反馈值以产生所述合成结果。本发明还提供了一种频率合成方法，其包含有依据所述参考信号以及反馈信号的一相位差产生一控制电压；依据所述控制电压产生一输出信号；依据一分频因子来对所述输出信号的频率进行分频动作以产生一反馈信号；以及依据一整数部分数据以及一分数部分数据来提供所述分频因子，其包含有提供一第一位值、一第二位值，以及一第三位值，其中所述第一位值代表所述整数部分数据、所述第二位值代表一第一部分的所述分数部分数据，以及所述第三位值代表一第二部分的所述分数部分数据；合成所述第二位值、第三位值、以及一数字反馈值以产生一合成结果；依据所述合成结果输出一已滤波结果；量化所述已滤波结果以产生一量化值；合成所述第一位值以及量化值以产生所述分频因子；将所述量化值乘以一固定常数的乘法因子；以及对应所述参考信号来调整所述第三位值以使得一输出频率分辨率维持固定。
所述提供一第一位值、一第二位值，以及一第三位值的步骤包含有依据下列公式来决定所述第一位值N、第二位值FE、以及第三位值FERN＝Fout/Fref；FE＝{[Mod(Fout，Fref)]×CB}/Fref；以及FER＝Mod{{[Mod(Fout，Fref)]×CB}，Fref}；其中Fout代表所述输出信号的频率、Fref代表所述参考信号的频率、CB代表所述乘法因子、以及Mod{}代表一模数运算(modul ocomputation)。
所述提供一第一位值、一第二位值，以及一第三位值的步骤也可以包含有依据下列公式来决定所述第一位值N、第二位值FE、以及第三位值FERN＝Fout/Fref；
FE＝{[Mod(Fout，Fref)]×CB}/Fref；以及FER＝Mod{{[Mod(Fout，Fref)]×CB}，Fref}×2R/Fref；其中Fout代表所述输出信号的频率、Fref代表所述参考信号的频率、CB代表所述乘法因子、R为一整数、以及Mod{}代表一模数运算(modulocomputation)。
提供所述分频因子的方法还包含有接收所述第三位值以及依据所接收的第三位值产生一抖动值；以及产生所述合成结果的步骤包含有合成所述抖动值、第二位值、以及数字反馈值以产生所述合成结果。
相比现有技术，本发明三角积分调制器具有一固定的基数B的基数乘法器，其可使得非整数分频频率合成器可支持不同的参考频率。在本发明的三角积分调制器中依据输出频率Fout、参考频率Fref、以及基数B来计算出整数部分数据N、分数部分数据FE、以及分数余数部分数据FER，使得非整数分频频率合成器可在不考虑参考频率的环境下更具有弹性并且更有效率地进行运作。
图1为现有非整数分频频率合成器的功能方块图；图2为图1中的三角积分调制器的功能方块图；图3为本发明第一实施例的非整数分频频率合成器的功能方块图；图4为本发明第二实施例的非整数分频频率合成器的功能方块图；图5为图4中的三角积分调制器进行操作的流程图；图6为本发明第三实施例的非整数分频频率合成器的功能方块图。
主要组件符号说明100、300、400、600 非整数分频频率合成器110、310、410、610 相位检测器120、320、420、620 回路滤波器
130、330、430、630 电压控制振荡器140、340、440、640 分频器150、350、450、650 三角积分调制器151、351、451、651 整数输入源152、352、452、652 分数输入源154、354、454、654 低通滤波器155、355、455、655 量化器156、158、356、358、456、458、656、658 加法器157、457、657 基数乘法器357 基数单元 359 多任务器360、460、660 控制器453 分数余数输入源670 抖动电路具体实施方式
以下结合附图对本发明进行详细说明。
请参阅图3，为本发明第一实施例的非整数分频频率合成器300的功能方块图。非整数分频频率合成器300包含有一相位检测器(phase detector)310、一回路滤波器(loop filter)320、一电压控制振荡器(voltagecontrolled oscillator，VCO)330、一分频器(frequency divider)340、以及一三角积分调制器(sigma-delta modulator，SDM)350。
如图3所示，频率合成器300的基本构造相似于前述现有频率合成器。分频器340依据由三角积分调制器350所提供的一分频因子(divisionfactor)(例如N±n)来对一输出信号Sout的输出频率Fout进行分频的动作，并产生一回溯(feedback)信号Sb。而相位检测器310则比较该回溯信号Sb以及参考信号Sref的相位，并且输出一代表回溯信号Sb以及参考信号Sref的相位差异的相位差异信号Se。接下来，相位差异信号Se通过回路滤波器320进行滤波的动作并产生一控制电压Vt，所述控制电压Vt用来控制电压控制振荡器330以产生一输出信号Sout，而所述输出信号Sout的输出频率与控制电压Vt则具有一函数关系。
如图3所示，在本实施例中，三角积分调制器350包含有一控制器360、一整数输入源(integral end source)351、一分数输入源(fractional endsource)352、加法器356及358、一低通滤波器(low-pass filter)354、一量化器(quantizer)355、一基数单元(base module)357、以及一多任务器(multiplexer，MUX)359。请注意，由于图3所示以及图2所示的同名组件具有相同的构造以及操作原理，因此在这里不在加以赘述。图3所示的三角积分调制器350与图2所示的三角积分调制器150的最大的不同点为在三角积分调制器350中的基数单元357包含有多个基数调制器(basemodulator)357_1、357_2、...、以及357_n，其中所述多个基数调制器357_1、357_2、...、以及357_n分别对应不同的参考频率。控制器360控制多任务器359来依据目前输入的参考频率选择一个相对应的基数调制器以建立所需的反馈回路，举例来说，假设三个不同频率的参考频率Fref1、Fref2、以及Fref3应用于频率合成器300中，也即，依据上述的公式(2)，基数调制器357_1、357_2、以及357_3则依据所述三个不同的参考频率来分别产生三个基数B1、B2、以及B3。接下来，控制器360然后控制多任务器359依据目前的参考频率选择一个相对应的基数调制器，若目前的参考频率为Fref1，则多任务器359选择具有基数B1的基数调制器357_1来建立反馈回路。因此，在本实施例中，频率合成器300即可在不改变基本架构的环境下应用于不同的参考频率来加以运作。
请参阅图4，为本发明第二实施例的非整数分频频率合成器400的功能方块图。非整数分频频率合成器400包含有一相位检测器410、一回路滤波器420、一电压控制振荡器430、一分频器440、以及一三角积分调制器450。请注意，由于图4所示以及图3所示的同名组件具有相同的构造以及操作原理，因此在这里不在加以赘述。
图3所示的三角积分调制器350与图4所示的三角积分调制器450的最大的不同点在于其内部电路构造，如图4所示，在本实施例中的三角积分调制器450包含有一控制器460、一整数输入源451、一分数输入源452、一分数余数输入源(fractional end remainde rsource)453、加法器456及458、一低通滤波器454、一量化器455、以及一基数乘法器457。请注意，在本实施例中，三角积分调制器450可仅依据一具有单一基数B的基数乘法器457的条件下而在不同的参考频率环境下进行运作。换句话说，在本实施例中，基数乘法器457中的基数B可能不等于上述的公式(2)所计算出来的基数值。因此，为了要具有所需的输出频率分辨率Fres，分数输入源452所产生的分数部分数据FE需要被一分数余数部分数据(fractional remainder part)FER来加以补偿，而输出频率Fout、参考频率Fref、整数部分数据N、分数部分数据FE、分数余数部分数据FER、以及基数B的相对应关系式表示如下N＝Fout/Fref 公式(3)Frac＝Mod(Fout，Fref) 公式(4)FE＝(Frac×B)/Fref公式(5)FER＝Mod〔(Frac×B)，Fref〕 公式(6)
在公式(4)以及公式(6)中，Mod代表模数运算(modulo computation)。请注意，在上述公式(3)以及公式(5)中，其中所述除式皆为整数除式，也即在上述公式中其除式所得到的余数可忽略不计。
在本实施例中，控制器460首先依据公式(3)中利用目前输入的参考频率Fref以及输出频率Fout来计算整数部分数据N，并且将计算出来的整数部分数据N送至整数输入源451。接下来，控制器460再依据公式(4)进行参考频率Fref以及输出频率Fout的模数运算以得到余数Frac。在求得余数Frac之后，控制器460再依据公式(5)来计算出分数部分数据FE，以及依据公式(6)来计算出分数余数部分数据FER，然后再分别地将计算出的分数部分数据FE以及分数余数部分数据FER传递至分数输入源452以及分数余数输入源453。
接下来，加法器458将分数部分数据FE、分数余数部分数据FER、以及从基数乘法器457所输出的负反馈结果合成起来并该合成结果将输入至低通滤波器454。所述低通滤波器454可为一多阶低通滤波器，用来对加法器458所输出的合成结果进行滤波的动作。然后量化器455则依据不同的级数(level)将已滤波的合成结果量化成一介于+n至-n范围间的特定量化值，接下来，基数乘法器457再将量化器455所输出的量化值乘以一固定的基数B并将所述反馈结果输出至加法器458。然后加法器456再将整数部分数据N以及介于+n至-n范围间的量化值合成起来以产生一连串的除数，因此，于长时间后，例如经过数十个输出信号周期后，三角积分调制器450所产生的平均除数值等效于N+FE。而平均输出频率Fout将会等于Fref×(N+FE)。
请注意，在本实施例中，非整数分频频率合成器400可用来支持不同的参考频率。也即，三角积分调制器450中的控制器460可用来依据所述的公式来产生相对应所述特定参考频率的分数部分数据FE、分数余数部分数据FER、以及整数部分数据N。在本实施例基数乘法器457中的基数B为一固定的常数而不需要考虑参考频率的变化。请参阅图5，为图4所示的三角积分调制器450进行操作的流程图。请注意，流程图中相关步骤不一定遵照此排序来连续执行，且其它的步骤也可能插入其中。三角积分调制器450操作的步骤可归纳如下步骤502控制器460依据目前的参考频率Fref以及输出频率Fout计算整数部分数据N。
步骤504控制器460依据目前的参考频率Fref以及输出频率Fout进行模数运算的余数Frac、基数B、以及参考频率Fref来计算出分数部分数据FE。
步骤506控制器460依据余数Frac、基数B、以及参考频率Fref来计算出分数余数部分数据FER。
步骤508加法器458将分数部分数据FE、分数余数部分数据FER、以及从基数乘法器457所输出的负反馈结果合成起来并该合成结果将输入至低通滤波器454。
步骤510低通滤波器454对加法器458所输出的合成结果进行滤波的动作。
步骤512量化器455则依据不同的级数将已滤波的合成结果量化成一介于+n至-n范围间的特定量化值。
步骤514加法器456再将整数部分数据N以及介于+n至-n范围间的量化值合成起来以产生一除数。
步骤516基数乘法器457再将量化器455所输出的量化值乘以一固定的基数B并将所述反馈结果输出至加法器458。
请注意，本发明并不限定分数余数部分数据FER的产生方式，也即不同于公式(6)的其它可能也可将分数余数部分数据FER计算出来。举例来说，为了便于储存至一具有R位的控制缓存器，余数部分数据FER的值可利用下列的公式来加以调整并取代Adjusted FER＝FER*2R/Fref 公式(7)如上所述，在公式(7)中的除式也为一整数除式，也即，在公式(7)中所除得的余数可被忽略不计，虽然忽略掉所述余数后可能会引起输出频率Fout发生频率误差的情形，然而，只要选取够长的R位，输出频率Fout的频率误差即可被限制在一微小数目上，举例来说，在本发明三角积分调制器450应用于802.11b/g(无线区域网络标准)的一实施例中，若参考电压Fref为9.2Mhz、而基数B为32、以及R为14位，由实验数据可知，输出频率Fout的频率误差可小于0.0051P.P.M(百万分率)，因此所述频率误差可被忽略且不影响系统整体的结果。进一步来说，基数乘法器457中的基数B可利用不同方式来加以设定，并不局限上述的设定方法，举例来说，为了实作上方便，基数B可设定为2的倍数，如此一来本发明的基数乘法器457即可利用一简单的移位缓存器(shift register)来加以实施。
请注意，在本发明的其它实施例中，分数余数部分数据FER也可依附在三角积分调制器原本即具有的抖动电路(dithering circuit)上以节省内存空间。请参阅图6，为本发明第三实施例的非整数分频频率合成器600的功能方块图。非整数分频频率合成器600包含有一相位检测器610、一回路滤波器620、一电压控制振荡器630、一分频器640、以及一三角积分调制器650。请注意，由于图6所示以及图4所示的同名组件具有相同的构造以及操作原理，因此在这里不在加以赘述。
图6所示的三角积分调制器650与图4所示的三角积分调制器450的最大的不同点在于其内部电路构造，如图6所示，在本实施例中的三角积分调制器650包含有一控制器660、一整数输入源651、一分数输入源652、一分数余数输入源653、加法器656及658、一低通滤波器654、一量化器655、一基数乘法器657、以及一抖动电路(dithering circuit)670。一般来说，三角积分调制器中的抖动电路用来减少不必要的噪声干扰。如图6所示，抖动电路670提供一抖动输出至加法器658，在本实施例中，在计算出分数余数部分数据FER后，控制器660将分数余数部分数据FER输入至抖动电路670，而抖动电路670原本所提供的抖动值DV为一可调整且极小的值，因此，分数余数部分数据FER即可依附在原本的抖动值DV上，换句话说，抖动电路670合成了分数余数部分数据FER以及抖动值DV(也即FER+DV)并将结果输出至加法器658。因此，在这情况下，三角积分调制器650即可不需花费多余的内存空间来储存分数余数部分数据FER。
相比现有技术，本发明三角积分调制器具有一固定的基数B的基数乘法器，其可使得非整数分频频率合成器可支持不同的参考频率。在本发明的三角积分调制器中依据输出频率Fout、参考频率Fref、以及基数B来计算出整数部分数据N、分数部分数据FE、以及分数余数部分数据FER，使得非整数分频频率合成器可在不考虑参考频率的环境下更具有弹性并且更有效率地进行运作。
以上
具体实施例方式
仅用于说明本发明，而非用于限定本发明。
权利要求
1.一种频率合成器，其特征在于，包含有一相位检测器，耦接于一参考信号以及一反馈信号，用于依据所述参考信号以及所述反馈信号的相位差产生一相位差信号；一回路滤波器，耦接于所述相位检测器，用来对所述相位差信号进行滤波的动作并产生一控制电压；一可控制振荡器，耦接于所述回路滤波器，用来依据所述控制电压产生一输出信号；一分频器，耦接于所述可控制振荡器以及相位检测器，用来依据一分频因子来对所述输出信号的频率进行分频动作以产生一反馈信号；以及一三角积分调制器，耦接于所述分频器，用来依据一整数部分数据以及一分数部分数据来提供所述分频因子，所述三角积分调制器包含有一控制器，用来提供一第一位值、一第二位值，以及一第三位值，其中所述第一位值代表整数部分数据、所述第二位值代表一第一部分的分数部分数据，以及所述第三位值代表一第二部分的分数部分数据；一第一加法器，耦接于所述控制器，用来合成所述第二位值、第三位值、以及一数字反馈值以产生一合成结果；一低通滤波器，耦接于所述第一加法器，用来依据所述合成结果输出一已滤波结果；一量化器，耦接于所述低通滤波器，用来量化所述已滤波结果以产生一量化值；一第二加法器，耦接于所述量化器，用来合成所述第一位值以及量化值以产生所述分频因子；以及一乘法器，耦接于所述第一加法器以及量化器，用来将所述量化值乘以一固定常数的乘法因子，以产生所述数字反馈值；其中所述控制器对应参考信号来调整所述第三位值以使得一输出频率分辨率维持固定。
2.根据权利要求1所述的频率合成器，其特征在于，所述控制器依据下列公式来决定所述第一位值、第二位值、以及第三位值N＝Fout/Fref；FE＝{[Mod(Fout，Fref)]×CB}/Fref；以及FER＝Mod{{[Mod(Fout，Fref)]×CB}，Fref}；其中，N代表所述第一位值，FE代表所述第二位值，FER代表所述第三位值，Fout代表所述输出信号的频率，Fref代表所述参考信号的频率，CB代表所述乘法因子，以及Mod{}代表一模数运算。
3.根据权利要求1所述的频率合成器，其特征在于，所述控制器依据下列公式来决定所述第一位值、第二位值、以及第三位值N＝Fout/Fref；FE＝{[Mod(Fout，Fref)]×CB}/Fref；以及FER＝{Mod{{[Mod(Fout，Fref)]×CB}，Fref}}*2R/Fref；其中，N代表所述第一位值，FE代表所述第二位值，FER代表所述第三位值，Fout代表所述输出信号的频率、Fref代表所述参考信号的频率、CB代表所述乘法因子、R为一整数、以及Mod{}代表一模数运算。
4.根据权利要求1所述的频率合成器，其特征在于，所述三角积分调制器还包含有一抖动电路，耦接于所述控制器，用来接收所述第三位值以及依据该所接收的第三位值产生一抖动值；以及所述第一加法器合成所述抖动值、第二位值、以及数字反馈值以产生所述合成结果。
5.一种频率合成方法，其特征在于，包含有依据一参考信号以及一反馈信号的一相位差产生一控制电压；依据所述控制电压产生一输出信号；依据一分频因子来对所述输出信号的频率进行分频动作以产生所述反馈信号；以及依据一整数部分数据以及一分数部分数据来提供所述分频因子，其包含有提供一第一位值、一第二位值，以及一第三位值，其中所述第一位值代表所述整数部分数据、第二位值代表一第一部分的所述分数部分数据，以及第三位值代表一第二部分的所述分数部分数据；合成所述第二位值、第三位值、以及一数字反馈值以产生一合成结果；依据所述合成结果输出一已滤波结果；量化所述已滤波结果以产生一量化值；合成所述第一位值以及量化值以产生所述分频因子；将所述量化值乘以一固定常数的乘法因子，以产生所述数字反馈值；以及对应所述参考信号来调整所述第三位值以使得一输出频率分辨率维持固定。
6.根据权利要求5所述的频率合成方法，其特征在于，提供一第一位值、一第二位值，以及一第三位值的步骤包含有依据下列公式来决定所述第一位值N、第二位值FE、以及第三位值FERN＝Fout/Fref；FE＝{[Mod(Fout，Fref)]×CB}/Fref；以及FER＝Mod{{[Mod(Fout，Fref)]×CB}，Fref}；其中Fout代表所述输出信号的频率、Fref代表所述参考信号的频率、CB代表所述乘法因子、以及Mod{}代表一模数运算。
7.根据权利要求5所述的频率合成方法，其特征在于，提供一第一位值、一第二位值，以及一第三位值的步骤包含有依据下列公式来决定所述第一位值N、第二位值FE、以及第三位值FERN＝Fout/Fref；FE＝{[Mod(Fout，Fref)]×CB}/Fref；以及FER＝Mod{{[Mod(Fout，Fref)]×CB}，Fref}×2R/Fref；其中Fout代表所述输出信号的频率、Fref代表所述参考信号的频率、CB代表所述乘法因子、R为一整数、以及Mod{}代表一模数运算。
8.根据权利要求5所述的频率合成方法，其特征在于，提供所述分频因子的方法还包含有接收所述第三位值以及依据所接收的第三位值产生一抖动值；以及产生所述合成结果的步骤包含有合成所述抖动值、第二位值、以及数字反馈值以产生所述合成结果。
全文摘要
一种频率合成器，包含有一相位检测器、一回路滤波器、一可控制振荡器、一分频器、以及一三角积分调制器，其包含有一控制器用来提供一第一、第二、第三位值；一第一加法器用来合成该第二、第三位值、以及一数字反馈值以产生一合成结果；一低通滤波器用来依据该合成结果输出一已滤波结果；一量化器用来量化该已滤波结果以产生一量化值；一第二加法器用来合成所述第一位值及量化值以产生一分频因子；以及一乘法器用来将该量化值乘以一乘法因子；其中所述控制器对应一参考信号来调整所述第三位值使得一输出频率分辨率维持固定。
文档编号H03B21/02GK1960186SQ20061013634
公开日2007年5月9日 申请日期2006年10月16日 优先权日2005年10月31日
发明者袁威 申请人:联发科技股份有限公司