频率转换器以及使用其的接收器和发射器的制作方法

专利名称：频率转换器以及使用其的接收器和发射器的制作方法
技术领域：
本发明涉及RF信号频率转换器，以及使用该RF信号频率转换器的 接收器和发射器。
背景技术：
接收或发射射频(RF)信号的无线终端使用频率转换器。例如，接收 器使用下变频器混合接收到的RF信号与本机振荡器(LO )信号以产生接 收的基带信号。发射器使用上变频器混合发射基带信号与LO信号以产生 发射RF信号。
可以使用通过与基带处理单元相同的CMOS工艺形成的集成电路 (IC)来实现互补金属氧化物半导体(CMOS)频率转换器。基带处理单 元处理接收的基带信号和发射基带信号。因此，这使得可以将模拟信号处 理单元和数字信号处理单元并入到一个芯片中。将两个单元集成到一个芯 片中使无线终端更紧凑也更便宜。
众所周知，因为大电流流动通过CMOS混频器中的开关晶体管对，所 以使用有源双平衡CMOS混频器的CMOS频率转换器产生了相对大的低 频闪烁噪声(1/f噪声)。使用无源双平衡CMOS混频器的CMOS频率转 换器可以解决闪烁噪声问题。
当使用无源双平衡CMOS混频器的CMOS频率转换器用于接收器中 时，在CMOS混频器的前级，用于电压-电流转换的输入级提供了接收的 差分RF信号，在后级是放大器(输出)级例如电流-电压转换放大器。CMOS 混频器包括在其栅极接收差分LO信号并重复实施互补开启/关断操作的 MOS晶体管对(开关晶体管对)。实际上，4艮难实施开关晶体管对的完全互补的打开/关断操作，并因此会出现两个晶体管在瞬间同时开启的情 况。如果两个晶体管都开启，放大器级中的输入转换噪声就会通过晶体管 (或通过作为输入电阻的两个晶体管的导通电阻)输入到放大器级，这会
放大噪声。更具体而言，放大器级是具有反馈电阻器Rf的运算放大器。 如果晶体管对的每个晶体管的导通电阻为Rs，那么噪声会通过放大器级增 加至Rf/2Rs倍(噪声增益) 由于反馈电阻的电阻Rf大于MOS晶体管 的导通电阻的电阻Rs，因此噪声增益Rf/2Rs非常大。
Paulo G. R. Silva等人在2006年二月的IEEE国际固态电路^i义发表 的"An 118 dB DR CT IF-to画Baseband ￡ A Modulator for AM/FM/IBOC Radio Receiver"(下文中简称为相关领域)公开了在开关晶体管对的输入 级侧(漏极侧)中插入具有Rin的电阻的电阻对的配置。虽然并未设计此 配置用于降低噪声增益，但是实际上电阻对增加了上述噪声源的输入电阻 而且输入电阻达到了 2 ( Rs + Rin)，结果噪声增益降低到Rf/2 (Rs + Rin )。
在相关领域中公开的配置中，除非从输入级侧观察到的电阻中的增加 的Rin远小于输入级中包括的电流源的输出电阻(阻抗)，否则，电流源 处产生的电流会分流到输出电阻，从而降低信号增益。如上所述，如果放 大器级为具有电阻为Rf的反馈电阻的运算放大器，那么电阻Rf通常为约 几kQ而电阻Rin几乎拥有相同的电阻。由于输入级中的电流源的输出电 阻为约最多几百Q,因此分流电流不可避免，这会降低信号增益。而且， 由于在开关晶体管对的输入级侧插入了电阻，因此输入级侧与放大器级侧 (源极侧)之间的阻抗差异大。在该情况下，本才几振荡器信号输入到开关 晶体管的栅极而由晶体管的寄生电容产生的漏极电流增加，这造成了闪烁 噪声增加的问题。

发明内容
根据本发明的一方面，提供了一种频率转换器，包括电压-电流转换 器电路，分别将正相输入电压信号和负相输入电压信号转换为正相输入电 流信号和负相输入电流信号；开关电路，根据正相^I^;L振荡器信号和负相本机振荡器信号在所述正相输入电流信号与所述负相输入电流信号之间切
换以产生正相输出电流信号和负相输出电流信号；放大器电路，电流-电压 转换并方文大所述正相输出电流信号和负相输出电流信号以产生正相输出电 压信号和负相输出电压信号；以及多个CR电路，至少被插入在所述电压-电流转换器电路与所述开关电路之间或所述开关电路与所皿大器电路之 间，所述多个CR电路中的每一个包括高频分量通过的至少一个电容器和 低频噪声分量通过的至少 一个电阻。
根据本发明的另一方面，提供了一种频率转换器，包括电压-电流转 换器电路，分别将正相输入电压信号和负相输入电压信号转换为正相输入 电流信号和负相输入电流信号；开关电路，根据正相^^几振荡器信号和负 相本机振荡器信号在所述正相输入电流信号与所述负相输入电流信号之间
切换以产生正相输出电流信号和负相位输出电流信号；放大器电路，电流-电压转换并放大所述正相输出电流信号和负相输出电流信号以产生正相输 出电压信号和负相输出电压信号；以及两个电阻，被设置在所g大器电 路的前面并且所述正相输出电流信号或所述负相输出电流信号分别通过所 述电阻。


图l为才艮据第一实施例的CMOS频率转换器的框图2为图1的CMOS频率转换器的电路图3为图1中的输入级的具体电路的电路图4为图1中的放大器级的具体电路的电路图5为根据第二实施例的CMOS频率转换器的电路图6为根据第三实施例的CMOS频率转换器的电路图7为才艮据第四实施例的CMOS频率转换器的电路图8为根据第五实施例的接收器的框图；以及
图9为根据第六实施例的发射器的框图。
具体实施例方式
下面将参考附图解释本发明的实施例。 (第一实施例)
如图1中所示，根据本发明的第一实施例的CMOS频率转换器包括输 入级100、 CMOS混频器200、和放大器级300。输入级100通过电压-电 流转换差分输入电压信号IN产生差分输入电流信号Iin。 COMS混频器 200通过組合差分输入电流信号Iin和差分本机振荡器信号LO产生差分输 出电流信号Iout。放大器级300通it^L大差分输出电流信号lout产生差分 输出电压信号OUT。下面，将解释第一实施例的CMOS频率转换器用于 下变频的情况。CMOS频率转换器可用于上变频。
如图2中所示，输入级100包括(电压控制的)电流源110，其才艮据 差分输入电压信号IN的电压(或正相输入电压信号IN +与负相输入电压 信号IN-之间的电压差)产生电流。电阻器R10等价地代表电流源110 的输出阻抗。实际上并没有连接电阻器R10。电流源IIO产生的电流用作 到CMOS混频器200的差分输入电流信号Iin。通常，为了从差分输入电 流信号Iin中消除直流分量，会在输入级100的输出侧上提供电容器。然 而，如后面所述，在第一实施例的CMOS频率转换器中，混频器200中的 CR电路201和202会消除差分输入电流信号Iin中所包括的直流分量。因 此，如图2中所示，不需要在第一实施例的输入级100中提供用于消除直 流分量的电容器。
而且，如图3中所示，输入级100的具体实例包括MOS晶体管M51 和M52、电流源150、负载电阻器R51和R52、以;S^馈电感器L51和 L52。
MOS晶体管M51在其栅极接收正相输入电压信号IN +并在其漏极输 出正相输入电流信号Iin + 。 MOS晶体管M52在其栅极接收负相输入电压 信号IN -并在其漏极输出负相输入电流信号Iin -。负载电阻R51和R52 分别连接在电源与MOS晶体管M51和M52的漏极之间。负载电阻R51 和R52的电阻远高于后面所述的开关晶体管的导通电阻，并由此提供了MOS晶体管M51、 M52可以操作的操作点。
MOS晶体管M51和M52的源极以公共连接的方式分别通过反馈电感 器L51和L52连接到电流源150。电流源150是实施控制以使MOS晶体 管M51和M52中的漏极电流之和为常量的尾电流源。
如图2中所示，其为无源双平衡CMOS混频器的CMOS混频器200 包括分别在两个开关晶体管对MS11 - MS12和MS13 - MS14的前面提供 的CR电路201和202，根据信号频率选择CR电路201和202的信号通 路。开关晶体管对MS11 - MS12和MS13 - MS14根据提供给栅极的差分 LO信号重复实施互补的开启/关断操作。更具体而言，当MOS晶体管MS11 和MS14开启时，MOS晶体管MS12和MS13关断。当MOS晶体管MS11 和MS14关断时，MOS晶体管MS12和MS13开启。当MOS晶体管MS11 和MS14开启时，MOS晶体管MS11的漏极电流作为正相输出电流信号 lout+输入到放大器级300，而MOS晶体管MS14的漏极电流作为负相输 出电流信号lout-输入到放大器级300。当MOS晶体管MS12和MS13 开启时，MOS晶体管MS13的漏极电流作为正相输出电流信号lout +输 入到放大器级300,而MOS晶体管MS12的漏极电流作为负相输出电流 信号lout -输入到放大器级300。
由于CR电路202的配置与CR电路201的配置相同，因此，下面只 解释CR电路201。在下面的解释中，通过把参考标号当作相应的标号并 把正相当作负相，将会理解CR电路202。
CR电路201包括电阻器Rll和电容器Cll和C12。电容器Cll和 C12分别从输入级100并行接收正相输入电流信号Iin +并将电流信号Iin +输入到开关晶体管对MS11和MS12。希望电容器Cll和C12的电容相 同。在下面的解释中，使每个电容器的电容为C。电阻Rll连接了电容器 Cll和MOS晶体管MS11之间的节点与电容器C12和MOS晶体管MS12 之间的节点。
来自输入级100的包括高频信号分量的正相输入电流信号Iin +和来 自放大器级300的输入转换噪声源302的包括低频噪声分量的噪声信号流入CR电路201。在CR电路201中，提供通过电容器Cll和/或C12的信 号通路用于正相输入电流信号Iin +而提供通过电阻器Rll的信号通路用 于噪声信号。具体而言，在RF频率处，构成CR电路201的电容器Cll 和C12的阻抗远低于电阻器R11的电阻R。也就是，通过电压-电流转换 RF频带内的差分输入电压信号IN获得的正相输入电流信号Iin+主要通过 电容器Cll和/或C12并被输入到MS11和/或MS12。此时，电容器Cll 和/或C12消除了正相输入电流信号Iin +的直流分量。相反，来自放大器 级300的输入转换噪声源302的噪声信号的频率远低于RF频率，由此增 加了电容器Cll和C12的阻抗，这几乎阻止了噪声信号的通过。因此，来 自输入转换噪声源302的噪声信号主要通过下列通路MS11 —R11 — MS12。
如图2中所示，放大器级300为反馈放大器电路，其反馈部件303和 304被连接到运算放大器301。下面，将基于连接了电阻值为Rf的电阻作 为反馈部件303和304的假设来给出解释。本实施例并不局限于此。例如， 可以连接电容器以构成积分器其它部件或电路，或连接电容器构成滤波器。 也就是，只要放大器级300为电流到电压转换放大器，就可以采用任何配 置。虽然通过将放大器级300中的噪声转换为输入噪声来等价地表示输入 转换噪声源302，但是实际上这样的信号源并没有被连接到运算放大器 301。
而且，如图4中所示，放大器级300的具体配置包括MOS晶体管M61 和M62、电流源I60、反馈部件303和304、 MOS晶体管M63和M64、 以及电阻R61和R62。
MOS晶体管M61在其槺极接收正相输出电流信号lout +并在其漏极 输出正相输出电压信号OUT + 。 MOS晶体管M62在其栅极接收负相输出 电流信号lout -并在其漏极输出负相输出电压信号OUT -。由MOS晶体 管M63和M64和负载电阻R61和R62构成的负载电路被连接在电源与 MOS晶体管M61和M62的漏极之间。
反馈部件303被连接在MOS晶体管M61的栅极与MOS晶体管M62
ii的漏极之间。反馈部件304被连接在MOS晶体管M62的栅极与MOS晶 体管M61的漏极之间。MOS晶体管M61和M62的源极共同连接到电流 源160。电流源160是尾电流源，其实施控制以使MOS晶体管M61和M62 的漏极电流的总和为常量。
下面，将针对来自输入级100的差分输入电流信号Iin和来自放大器 级300中的输入转换噪声源302的噪声信号的信号通路，来解释图2的 CMOS混频器200的操作。
差分输入电流信号Iin通过CR电路201和202并被输入到输出差分 输出电流信号lout的开关晶体管对MS11 - MS12和MS13 - MS14。在CR 电路201和202中，将使用CR电路201作为实例解释差分输入电流信号 Iin通过的通路及通路的阻抗。
首先，考虑开关晶体管对MS11 - MS12互补地操作以及一个晶体管开 启而另一个关断的情况。此时，由于没有信号流入关断的MOS晶体管， 通过其中串联连接的电容器和电阻器并联连接电容器的通路的正相输入电 流信号Iin +流入开启的MOS晶体管。例如，如果MOS晶体管Mil开启， 那么通过其中串联连接的电容器C12和电阻器Rll并联连接电容器Cll 的通路的正相输入电流信号Iin +流入开启的晶体管MSll。通路的阻抗可 通过下列公式(1)表示
丄1+sCR
^ 2 + sCR (1)
实际上，由于正相输入电流信号Iin +是RF频带内的信号，因此其遵 循11 1/8(:。由于在7>式(1)中1 + sCRN2 + sCR,因此阻抗约为1/sC。 由此，正相输入电流信号Iin +几乎不通过电阻器Rll而大多数信号Iin + 通过电容器Cll并输入到MOS晶体管MSll。
因此，在CR电路201中，正相输入电流信号Iin +通过的通路的阻抗 远低于电流源110的输出阻抗RIO。因此，在相关领域内发现的信号电流 分流的问题不会再出现，这使电流源IIO产生的大部分电流能够作为正相输入电流信号Iin +输入到开关晶体管对MS11 -MS12。也就是，归因于 信号电流分流的信号增益的降低得到了抑制。
此外，在相关领域中，由自开关晶体管对观察的输入级侧的阻抗与归 因于插入的电阻的放大器级侧的阻抗之间的不平衡造成了大的闪烁噪声。 如上所述，在图2的CMOS频率转换器中，由于开关晶体管对MS11-MS12的输入级100侧上的阻抗1/sC远低于电阻Rll，因此在正相输入电 流信号Iin +中不会出现不平衡，这会抑制闪烁噪声。
当开关晶体管对互补操作时，噪声信号不是问题。由此，将针对用于 噪声信号的CR电路201中的信号通路，来解释开关晶体管对的两个晶体 管瞬时开启的情况。
当噪声信号由晶体管MS11输入，通过CR电路201，并输出到MOS 晶体管MS12时，可以在CR电路201中考虑两个备选通路。它们是通过 电阻Rll的通路和通过串联连接的电容器Cll和C12的通路。然而，如 上所述，因为噪声信号具有低频率，电容器Cll和C12的阻抗会增加并变 得比电阻Rll的电阻R更高。因此，选择通过电阻器Rll的通路。也就 是说，噪声信号几乎不流过通过电容器Cll和C12的通路而主要流过通过 电阻器Rll的通路，这使通路的阻抗接近R。
因此，如果每个MOS晶体管MS11和MS12的导通电阻的电阻值为 Rs，那么噪声信号输入到具有电阻值为R + 2Rs的输入电阻的运算放大器 301。也就是，放大器级的噪声增益为Rf/(R + 2Rs)。通常，导通电阻的 电阻值Rs为约几Q ，每个反馈部件303和304的电阻值Rf为约几kQ ， 而电阻Rll的电阻值R几乎与电阻值Rf相同。由此，噪声增益不会非常 大而且相对于常规实例中的噪声增益Rf/2Rs得以被显著降低。
如上所述，第一实施例的CMOS频率转换器是这样的，其中，在CMOS 混频器中的开关晶体管对前面提供了 CR电路，该CR电路选择通过电容 器的信号通路用于包括高频信号分量的差分输入电流信号而选择通过电阻 的信号通路用于包括低频噪声分量的噪声信号。因此，在第一实施例的 CMOS频率转换器中，由于差分输入电流信号可以沿低阻抗通路通过CR
13电路，因此，不仅抑制了由输入级中的电流分流所造成的信号增益的降低， 而且还抑制了由开关晶体管对的输入和输出处的阻抗之间的不平衡所引起 的闪烁噪声的增加。而且，当开关晶体管对的两个晶体管同时开启而来自
放大器级的输入转换噪声源的噪声信号通过CR电路时，由于提供了通过 电阻的通路，到放大器级的输入电阻会增加，这会抑制噪声增益。而且， 在第一实施例的CMOS频率转换器中，由于CR电路中的电容器接收来自 输入级的差分输入电流，因此不需要在输入级中提供消除直流分量的电容 器。
(第二实施例)
如图5中所示，根据本发明的第二实施例的CMOS频率转换器是这样 的，其中，使用输入级110代替了图2的CMOS频率转换器中的输入级 100而用CMOS混频器210代替了图2的CMOS频率转换器中的混频器 200。在图5中，与图1中相同的部分用同样的参考标号指示，并将针对图 5与图1之间的差别做出解释。将解释第二实施例的CMOS频率转换器用 于下变频的情况。CMOS频率转换器可用于上变频。
在图5的CMOS频率转换器中，输入级110将差分输入电压信号IN 电压-电流转换为差分输入电流信号Iin。 COMS混频器210组合差分输 入电流信号Iin与差分本机振荡器信号LO，由此产生差分输出电流信号 Iout。放大器级300放大差分输出电流信号lout,由此产生差分输出电压 信号OUT。
如图5中所示，输入级110包括(电压控制的)电流源120，其根据 差分输入电压信号IN的电压(正相输入电压信号IN +和负相输入电压信 号IN -之间的差)产生电流。电阻R20等价地代表电流源120的输出阻抗。 实际上并没有连接电阻R20。电流源120产生的电流通过直流消除电容器 C25和C26并用作CMOS混频器210的差分输入电流信号Iin。
如图5中所示，其为无源双平衡CMOS混频器的CMOS混频器210 包括分别在两个开关晶体管对MS21-MS22和MS23-MS24的前面的 CR电路221和222，根据信号频率选择每个CR电路221和222的信号通路。开关晶体管对MS21 - MS22和MS23 - MS24根据提供给栅极的差分 LO信号重复实施互补的开启/关断操作。更具体而言，当MOS晶体管MS21 和MS24开启时，MOS晶体管MS22和MS23关断。当MOS晶体管MS21 和MS24关断时，MOS晶体管MS22和MS23开启。当MOS晶体管MS21 和MS24开启时，MOS晶体管MS21的漏极电流作为正相输出电流信号 lout +输入到放大器级300，而MOS晶体管MS24的漏极电流作为负相输 出电流信号lout -输入到放大器级300。当MOS晶体管MS22和MS23 开启时，MOS晶体管MS23的漏极电流作为正相输出电流信号Iout +输 入到放大器级300，而MOS晶体管MS22的漏极电流作为负相输出电流 信号lout -输入到放大器级300。
由于CR电路212的配置与CR电路211的配置相同，因此，下面只 解释CR电路211。在下面的解释中，通过把参考标号当作相应的标号并 把正相当作负相，将会理解CR电路212。
CR电路211为这样的电路，其中并联连接的电阻R21和电容器C21 和并联连接的电阻R22和电容器C22并行接收正相输入电流信号Iin + 。 希望电阻R21的电阻值与电阻器R22的电阻值相等，而电容器C21的电 容与电容器C22的电容相等。在下面的解释中，使每一个电R21和R22 的电阻值为R而4吏每一个电容器C21和C22的电容为C。
来自输入级110的包括高频信号分量的正相输入电流信号Iin +和来 自放大器级300的输入转换噪声源302的包括低频噪声分量的噪声信号流 入到CR电路211中。在CR电路211中，提供通过电容器C21和/或C22 的信号通路用于正相输入电流信号Iin +而提供通过电阻器R21和R22的 信号通路用于噪声信号。更具体而言，在RF频率处，构成CR电路211 的电容器C21和C22的阻抗远低于电阻R21和R22的电阻值R。也就是， 通过电压-电流转换RF频带内的差分输入电压信号IN获得的正相输入电 流信号Iin +通过电容器C21和/或C22并流入MS21和/或MS22。相反， 来自放大器级300的输入转换噪声源302的噪声信号的频率远低于RF频 率，这会增加电容器C21和C22的阻抗，结果是噪声信号几乎不通过。因此，来自输入转换噪声源302的噪声信号主要通过电阻R21和R22。
下面，将针对来自输入级110的差分输入电流信号Iin的信号通路和
来自放大器级300的输入转换噪声源302的噪声信号的信号通路，来解释
图5的CMOS混频器210的操作。
差分输入电流信号Iin通过CR电路211和212并被输入到输出差分
输出电流信号lout的开关晶体管对MS21 - MS22和MS23 - MS24。在CR
电路211和212中，将使用CR电路211作为实例解释差分输入电流信号
Iin通过的通路及其阻抗。
由于正相输入电流信号Iin +通过的通路包括并联连接的具有电容C
的电容器和具有电阻值R的电阻器，因此其阻抗可通过下列公式(2)表
示
<formula>formula see original document page 16</formula> (2)
如上所述，由于正相输入电流信号Iin +为RF频带内的信号，因此遵 循l + sCR —sCR，并由此阻抗约为1/sC。因此，正相输入电流信号1^ + 几乎不通过电阻而大多数的信号Iin +通过电容器并被输入到MOS晶体管。
在CR电路211中，正相输入电流信号Iin +通过的通路的阻抗(— 1/sC)远低于电流源120的输出阻抗R20。因此，在相关领域内发现的信 号电流分流的问题不会出现，这允许电流源120所产生的大多数电流作为 正相输入电流信号Iin +输入到开关晶体管对MS21-MS22。也就是，抑 制归因于信号电流分流所引起的信号增益的降低。
此外，在相关领域中内，归因于开关晶体管对的输入级侧的阻抗和放 大器级侧的阻抗之间的不平衡而造成了大的闪烁噪声。如上所述，在图5 的CMOS频率转换器中，由于开关晶体管对MS21 -MS22的输入级110 侧上的阻抗1/sC非常低，因此在正相输入电流信号Iin +中不会出现不平 衡，抑制了闪烁噪声。当开关晶体管对互补操作时，噪声信号不是问题。因此，将针对用于
噪声信号的CR电路211中的信号通路来解释开关晶体管对的两个晶体管 瞬时开启的情况。
在CR电路211中，噪声信号通过并联连接的电阻R21和电容器C21 并接着通过并联连接的电阻R22和电容器C22。由于噪声信号具有低的频 率，所以电容器C25的阻抗增加，因此可以忽略到输入级110侧的信号泄 漏。如上所述，由于噪声信号具有低的频率，因此电容器C21和C22的阻 抗会增加而且变得比电阻器R21和R22的电阻值R更高。因此，在CR 电路211中，选择通过电阻器R21和R22的通路。也就是，噪声信号几乎 不流过通过电容器C21和C22的通路而主要流过通过电阻器R21和R22 的通路，这使通路的阻抗接近2R。
因此，如果每一个MOS晶体管MS21和MS22的导通电阻的电阻值 为Rs，那么噪声信号输入到具有电阻值为2R + 2Rs的输入电阻的运算放 大器301。也就是，放大器级300的噪声增益为Rf/ (2R + 2Rs)。通常， 导通电阻的电阻值Rs为约几Q ，每个反馈部件303和304的电阻值Rf为 约几kQ，而每个电阻器R21和R22的电阻值R几乎与电阻值Rf相同。 因此，噪声增益不会非常大而且相对于常规实例中的噪声增益Rf/2Rs得以 显著降低。
如上所述，第二实施例的CMOS频率转换器是这样的，其中，在CMOS 混频器中的开关晶体管对前面提供了 CR电路，该CR电路选择通过电容 器的信号通路用于包括高频信号分量的差分输入电流信号而选择通过电阻 的信号通路用于包括低频噪声分量的噪声信号。因此，在第二实施例的 CMOS频率转换器中，由于差分输入电流信号可以沿低阻抗通路通过CR 电路，因此，不仅抑制了归因于输入级中的电流分流造成的信号增益的降 低，而且还抑制了归因于开关晶体管对的输入和输出处的阻抗之间的不平 衡引起的闪烁噪声的增加。而且，当开关晶体管对的两个晶体管同时开启 而来自放大器级的输入转换噪声源的噪声信号通过CR电路时，由于提供 了通过电阻器的通路，因此到放大器级的输入电阻会增加，这会抑制噪声增益。
(第三实施例)
如图6中所示，根据本发明的第三实施例的CMOS频率转换器是这样 的，其中，使用混频器220代替了图5的CMOS频率转换器中的混频器 210。在图6中，与图5中相同的部分用同样的参考标号表示，并将针对图 6与图5之间的差别做出解释。将解释第三实施例的CMOS频率转换器用 于上变频的情况。CMOS频率转换器可用于下变频。
在图6的CMOS频率转换器中，输入级110将差分输入电压信号IN 电压-电流转换为差分输入电流信号Iin。 COMS混频器220将差分输入 电流信号Iin与差分的本机振荡器信号LO组合，由此产生差分输出电流 信号Iout。放大器级300放大差分输出电流信号Iout，由此产生差分输出 电压信号OUT。
如图6中所示，其为无源双平衡CMOS混频器的CMOS混频器220 包括分别在两个开关晶体管对MS31-MS32和MS33-MS34的后面的 CR电路221和222，才艮据信号频率选择每个CR电路221和222的信号通 路。开关晶体管对MS31 - MS32和MS33 - MS34才艮据提供给栅极的差分 LO信号重复实施互补的开启/关断操作。更具体而言，当MOS晶体管MS31 和MS34开启时，MOS晶体管MS32和MS33关断。当MOS晶体管MS31 和MS34关断时，MOS晶体管MS32和MS33开启。当MOS晶体管MS31 和MS34开启时，MOS晶体管MS31的漏极电流通过CR电路221并作为 正相输出电流信号lout +输入到放大器级300，而MOS晶体管MS34的 漏极电流通过CR电路222并作为负相输出电流信号lout -输入到放大器 级300。当MOS晶体管MS32和MS33开启时，MOS晶体管MS33的漏 极电流通过CR电路222并作为正相输出电流信号lout +输入到放大器级 300，而MOS晶体管MS32的漏极电流通过CR电路221并作为负相输出 电流信号lout -输入到放大器级300。
由于CR电路222的配置与CR电路221的配置相同，因此，下面只 解释CR电路221。在下面的解释中，通过把参考标号当作相应的标号并把正相当作负相，将会理解CR电路222。
CR电路221为这样的电路，其中并联连接的电阻器R31和电容器C31 和并联连接的电阻器R32和电容器C32，被分别连接到晶体管M31和 M32。希望电阻R31的电阻值与电阻R32的电阻值相等，而电容器C31 的电容与电容器C32的电容相等。在下面的解释中，使每一个电阻R31 和R32的电阻值为R而使每一个电容器C31和C32的电容为C。
来自开关晶体管对MS31-MS32的包括高频信号分量的信号和来自 放大器级300的输入转换噪声源302的包括低频噪声分量的噪声信号流入 CR电路221。在CR电路221中，提供通过电容器C31和/或C32的信号 通路用于来自开关晶体管对MS31 -MS32的信号而提供通过电阻R31和 R32的信号通路用于噪声信号。更具体而言，在RF频率处，构成CR电 路221的电容器C31和C32的阻抗远低于电阻R31和R32的电阻值R。 也就是，由于使用差分LO信号上变频了来自开关晶体管对MS31 - MS32 的输出信号，因此其通过电容器C31和/或C32并被输入到放大器级300。 相反，来自放大器级300的输入转换噪声源302的噪声信号的频率远低于 RF频率，这会增加电容器C31和C32的阻抗，结果是噪声信号很难通过。 因此，来自输入转换噪声源302的噪声信号主要通过电阻R31和R32。
下面，将针对在来自开关晶体管对的输出信号和来自放大器级300的 输入转换噪声源302的噪声信号的信号通路来解释图6的CMOS混频器 220的操作。
来自开关晶体管对的输出信号通过CR电路221和222， CR电路221 和222中的每个都输出差分输出电流信号Iout到放大电路300。在CR电 路221和222中，将使用CR电路221作为实例解释来自开关晶体管对的 输出信号通过的通路及其阻抗。
由于来自开关晶体管对MS31-MS32的输出信号通过的通路包括并 联连接的具有电容C的电容器和具有电阻值R的电阻，因此其阻抗可通过 上述公式(2)表示。实际上，如上所述，由于来自开关晶体管对MS 31 -MS32的输出信号为RF频带内的信号，因此遵循l + sCR —sCR，并因此阻抗约为1/sC。由此，来自开关晶体管对MS31-MS32的输出信号几 乎不通过电阻R31和R32而大多数的输出信号通过电容器C31和/或C32 由此输入到放大器级300。
在CMOS混频器220中，在输入级110与开关晶体管对MS31 - MS32 之间和输入级110与开关晶体管对MS33 - MS34之间没有部件插入。开关 晶体管对MS31 - MS32和MS33 - MS34的每个的输入阻抗远低于电流源 120的输出阻抗R20。因此，不会出现在相关领域内发现的信号电流分流 的问题，这允许电流源120产生的大多数的电流作为差分输入电流信号Iin 输入到开关晶体管对MS31 - MS32和MS33 - MS34。也就是，抑制了归 因于信号电流分流的信号增益的降低。
此外，在相关领域中内，归因于开关晶体管对的输入级侧的阻抗和放 大器级侧的阻抗之间的不平衡产生了大的闪烁噪声。如上所述，在图6的 CMOS频率转换器中，由于开关晶体管对MS31 -MS32的输入级110侧 的阻抗1/sC非常低，因此在正相输入电流信号Iin +中不会出现不平衡， 抑制了闪烁噪声。
当开关晶体管对互补地工作时，噪声信号不是问题。因此，将针对用 于噪声信号的CR电路221中的信号通路，来解释开关晶体管对的两个晶 体管瞬时开启的情况。
在CR电路221中，噪声信号经过MOS晶体管MS31和MS32通过 并联连接的电阻R31和电容器C31 ，然后通过并联连接的电阻R32和电容 器C32。由于噪声信号具有低的频率，所以电容器C25的阻抗增加，因此 可以忽略到输入级110侧的信号泄漏。如上所述，由于噪声信号具有低的 频率，因此电容器C31和C32的阻抗会增加而且变得比电阻R31和R32 的电阻R更高。因此，在CR电路221中，选择通过电阻R31和R32的 通路。也就是，噪声信号几乎不流过通过电容器C31和C32的通路而主要 流过通过电阻R31和R32的通路，使通路的阻抗接近2R。
因此，如果MOS晶体管MS31和MS32中的每一个的导通电阻的电 阻值为Rs，那么便将噪声信号输入到具有电阻值为2R + 2Rs的输入电阻
20的运算放大器301。也就是，放大器级300的噪声增益为Rf/ (2R + 2Rs )。 通常，导通电阻的电阻值Rs为约几Q，反馈部件303和304中的每一个 的电阻值为约几kQ，而电阻R31和R32中的每一个的电阻值R几乎与电 阻值Rf相同。因此，噪声增益不会非常大而且与常规实例中的噪声增益 Rf/2Rs相比得以显著降低。
如上所述，第三实施例的CMOS频率转换器是这样的，其中，在CMOS 混频器中的开关晶体管对的后面提供CR电路，该CR电路选择通过电容 器的信号通路用于来自开关晶体管对的包括高频信号分量的信号而选择通 过电阻的信号通路用于包括低频噪声分量的噪声信号。因此，在第三实施 例的CMOS频率转换器中，由于来自开关晶体管对的信号可以沿低阻抗通 路通过CR电路，因此，抑制了由开关晶体管对的输入和输出处的阻抗之 间的不平衡所引起的闪烁噪声的增加。另外，由于在开关晶体管对与输入 级之间没有部件插入，因此抑制了由输入级中的电流分流引起的信号增益 的降低。而且，当开关晶体管对的两个晶体管同时开启而来自放大器级的 输入转换噪声源的噪声信号通过CR电路时，由于提供了通过电阻的通路， 因此到放大器级的输入电阻会增加，这抑制了噪声增益。 (第四实施例)
如图7中所示，根据本发明的笫四实施例的CMOS频率转换器是这样 的，其中，用混频器230代替了图6的CMOS频率转换器中的混频器220。 在图7中，与图6中相同的部分用相同的参考标号指示，并针对图7与图 6之间的差别，给出解释。将解释第四实施例的CMOS频率转换器用于下 变频的情况。CMOS频率转换器可用于上变频。
在图7的CMOS频率转换器中，输入级110将差分输入电压信号IN 电压-电流转换为差分输入电流信号Iin。 COMS混频器230将差分输入电 流信号Iin与差分本机振荡器信号LO结合，由此产生差分输出电流信号 Iout。放大器级300放大差分输出电流信号Iout，由此产生差分输出电压 信号OUT。
如图7中所示，其为无源双平衡CMOS混频器的CMOS混频器230具有在输出端的前面插入的电阻R41和R42。开关晶体管对MS41 - MS42 和MS43 - MS44根据提供给栅极的差分LO信号重复实施互补的开启/关 断操作。具体而言，当MOS晶体管MS41和MS44开启时，MOS晶体管 MS42和MS43关断。当MOS晶体管MS41和MS44关断时，MOS晶体 管MS42和MS43开启。当MOS晶体管MS41和MS44开启时，MOS晶 体管MS41的漏极电流通过电阻R41并作为正相输出电流信号lout +输入 到放大器级300，而MOS晶体管MS44的漏极电流通过电阻R42并作为 负相输出电流信号lout -输入到放大器级300。当MOS晶体管MS42和 MS43开启时，MOS晶体管MS43的漏极电流通过电阻R42并作为正相输 出电流信号lout +输入到放大器级300，而MOS晶体管MS42的漏极电 流通过电阻R41并作为负相输出电流信号lout -输入到放大器级300。
下面，将针对在来自放大器级300的输入转换噪声源的噪声信号的信 号通路，来解释图7的CMOS混频器230的操作。
当开关晶体管对互补操作时，噪声信号不是问题。因此，将针对在用 于噪声信号的CMOS混频器230中的信号通路，来解释开关晶体管对的两 个晶体管瞬时开启的情况。
在CMOS混频器230中，噪声信号通过电阻器R41并分开进入开关 晶体管对MS41 - MS42侧和开关晶体管对MS43 - MS44侧。分开的噪声 信号分别通过开关晶体管对MS41 -MS42和开关晶体管对MS43-MS44 并流动到彼此中。产生的信号通过电阻R42并被输入到放大器级300。
因此，如果电阻器R41和R42中的每一个的电阻值为R而MOS晶体 管MS41和MS42的每一个的导通电阻的电阻值为Rs，那么噪声信号输入 到具有电阻值为2R + 2Rs的输入电阻的运算放大器301。也就是，放大器 级300的噪声增益为Rf/ (2R + 2Rs)。通常，导通电阻的电阻值Rs为约 几Q，反馈部件303和304中的每一个的电阻值为约几kQ，而电阻R41 和R42中的每一个的电阻值几乎与电阻值Rf相同。因此，噪声增益不会 非常大而且与常规实例中的噪声增益Rf/2Rs相比得以显著降低。
在CMOS混频器230中，在输入级110与开关晶体管对MS41 - MS42
22之间和输入级110与开关晶体管对MS43 - MS44之间没有部件插入。开关 晶体管对MS41 - MS42和MS43 - MS44中的每一个的输入阻抗远低于电 流源120的输出阻抗R20。因此，不会出现在相关领域内发现的信号电流 分流的问题，这允许电流源120产生的大多数的电流可以作为差分输入电 流信号Iin输入到开关晶体管对MS41 - MS42和MS43 - MS44。也就是， 抑制了由信号电流分流引起的信号增益的降低。
此外，在相关领域中内，归因于开关晶体管对的输入级侧上的阻抗与 放大器级侧上的阻抗之间的不平衡，产生了大的闪烁噪声。如上所述，在 图7的CMOS频率转换器中，由于开关晶体管对MS41 - MS42的输入级 110侧上的阻抗1/sC非常低，因此在正相输入电流信号Iin+中不会出现 不平衡，这会抑制闪烁噪声。
如上所述，在第四实施例的CMOS频率转换器中，在CMOS混频器 的输出端的前面提供了电阻。因此，对于第四实施例的CMOS频率转换器， 由于在开关晶体管对和输入级之间没有部件插入，因此抑制了归因于输入 级中的电流分流所引起的信号增益的降低。而且，当开关晶体管对的两个 晶体管同时开启而来自放大器级的输入转换噪声源的噪声信号通过电阻 时，到放大器级的输入电阻会增加，这会抑制噪声增益。此外，差分开关 晶体管的电流输入端是短接的，这会抑制由开关晶体管对的输入和输出处 的阻抗之间的不平衡所引起的闪烁噪声的增加。 (第五实施例)
如图8中所示，根据本发明的第五实施例的接收器包括天线401、低 噪声放大器(LNA) 402、正交解调器410、本机振荡器420、滤波器421、 422、和基带处理单元423。正交解调器410包括根据第一到第四实施例的 任何一项的频率转换器411、 412和90。移相器413。
在图8的接收器中，LNA 402放大天线401接收到的RF信号。放大 的信号,皮输入到正交解调器410，其会产生两个正交的接收的基带信号(I 信号和Q信号)。后面将描述I信号和Q信号的产生。滤波器421和422 从接收的基带信号除去高频分量。通过包括^t拟数字转换器和DSP (数字信号处理器)的基带处理单元423处理产生的信号，由此解码和再现原始 数据信号。
频率转换器411将从LNA402输入到IN端的RF频带内的接收的信 号与从本才几振荡器420输入到LO端的本机振荡器信号相乘，由此产生I 信号。90°移相器413将来自本机振荡器的本机振荡器信号相移90。。频 率转换器412将从LNA 402输入到IN端的RF频带内的接收的信号与从 卯。移相器413输入到LO端的经过卯。相移的本机振荡器信号相乘，由 此产生Q信号。
如上所述，第五实施例的接收器使用根据本发明的第 一到第四实施例 中的任何一项的频率转换器以通过下变频接收的RF信号产生基带信号。 因此，使用第五实施例的接收器，可以获得高增益、低噪声的接收的基带 信号。
(第六实施例)
如图9中所示，根据本发明的第六实施例的发射器包括基带处理单元 501、正交调制器510、本机振荡器520、滤波器521、功率放大器(PA) 522、和天线523。正交调制器510包括根据本发明的第一到第四实施例中 的任何一项的频率转换器511、 512和90。移相器513。
在图9的发射器中，基带处理单元501根据要发射的数据产生发射基 带信号(I信号和Q信号)。正交调制器510正交调制发射基带信号，由 此产生发射RF信号。滤波器521从发射RF信号除去低频分量。PA 522 放大产生的信号。通过天线523发射放大的信号。
频率转换器511将从基带处理单元501输入到IN端的I信号与从;^4几 振荡器520输入到LO端的本机振荡器信号相乘。卯°移相器513将来自 本机振荡器的本机振荡器信号相移90。。频率转换器512将从基带处理单 元501输入到IN端的Q信号与从90°移相器513输入到LO端的经过卯 °相移的本机振荡器信号相乘。组合频率转换器511的输出信号和频率转 换器512的输出信号，由此产生发射RF信号。
如上所述，第六实施例的发射使用根据本发明的第一到第四实施例中的任何一项的频率转换器通过上变频发射RF信号产生发射RF信号。因 此，利用第六实施例的发射器，可以获得高增益、低噪声的发射RF信号。
权利要求
1. 一种频率转换器，包括电压-电流转换器电路，分别将正相输入电压信号和负相输入电压信号转换为正相输入电流信号和负相输入电流信号；开关电路，根据正相本机振荡器信号和负相本机振荡器信号在所述正相输入电流信号与所述负相输入电流信号之间切换以产生正相输出电流信号和负相输出电流信号；放大器电路，电流-电压转换并放大所述正相输出电流信号和所述负相输出电流信号以产生正相输出电压信号和负相输出电压信号；以及多个CR电路，至少被插入在所述电压-电流转换器电路与所述开关电路之间或所述开关电路与所述放大器电路之间，所述多个CR电路的中的每一个包括高频分量通过的至少一个电容器和低频噪声分量通过的至少一个电阻。
2. 根据权利要求1的频率转换器，其中所述电容器的在射频带内的阻 抗低于所述开关电路中的晶体管的导通电阻和所述CR电路中的所述电阻 的电阻值。
3. 根据权利要求1的频率转换器，其中所述CR电路中的每一个被插 入在所述电压-电流转换器电路与所述开关电路之间并包括所述正相输入 电流信号或所述负相输入电流信号被公共地输入的两个电容器和连接所述 两个电容器的输出的电阻。
4. 根据权利要求l的频率转换器，其中所述CR电路中的每一个包括 被插入在所述电压-电流转换器电路与所述开关电路之间并且公共地输入 所述正相输入电流信号或所述负相输入电流信号的两组并联连接的电容器 和电阻器。
5. 根据权利要求l的频率转换器，其中所述CR电路中的每一个包括 输入所述正相输出电流信号的并联连接的电容器和电阻器以及输入所述负 相输出电流信号的并联连接的电容器和电阻器，所述两组并联连接的电容器和电阻器^L插入在所述开关电路与所述放大器电路之间。
6. —种包括根据权利要求l的频率转换器的接收器，所述接收器使用 所述正相本机振荡器信号和所述负相本机振荡器信号并使用接收的射频信 号作为所述正相输入电压信号和所述负相输入电压信号来实施下变频。
7. 根据权利要求1的频率转换器，其中所述电压-电流转换器电路包括电源；第一 MOS晶体管，在其栅极接收所述正相输入电压信号并在其漏极 输出所述正相输入电流信号；第二MOS晶体管，在其栅极接收所述负相输入电压信号并在其漏极 输出所述负相输入电流信号；电阻，净皮插入在所述电源与所述第一 MOS晶体管和所述第二 MOS 晶体管的所述漏极之间；电流源，被公共地连接到所述第一 MOS晶体管和所述第二 MOS晶 体管的源极并控制所述第一 MOS晶体管和所述第二 MOS晶体管的漏极 电流的总和；以及反馈电感器，；故插入在所述第一 MOS晶体管和所述第二 MOS晶体 管的所述源极与所述电流源之间。
8. 根据权利要求1的频率转换器，其中所t改大器电路包括 电源；第一MOS晶体管，在其栅极接收所述正相输出电流信号并在其漏极 输出所述正相输出电压信号；第二MOS晶体管，在其栅极接收所述负相输出电流信号并在其漏极 输出所述负相输出电压信号；负载电路，^L插入在所述电源与所述第一 MOS晶体管和所述第二 MOS晶体管的所述漏极之间；电流源，被公共地连接到所述第一 MOS晶体管和所述第二 MOS晶 体管的源极并控制所述第一 MOS晶体管和所述第二 MOS晶体管的漏极电流的总和；以及第一反馈部件，连接所述第一 MOS晶体管的所述栅极与所述第二 MOS晶体管的所述漏极；以及第二反馈部件，连接所述第二 MOS晶体管的所述栅极与所述第一 MOS晶体管的所述漏极。
9. 一种频率转换器，包括电压-电流转换器电路，分别将正相输入电压信号和负相输入电压信号 转换为正相输入电流信号和负相输入电流信号；开关电路，根据正相本机振荡器信号和负相本机振荡器信号在所述正 相输入电流信号与所述负相输入电流信号之间切换以产生正相输出电流信 号和负相输出电流信号；放大器电路，电流-电压转换并放大所述正相输出电流信号和所述负相 位输出电流信号以产生正相输出电压信号和负相位输电压信号；以及两个电阻，被设置在所述j故大器电路的前面并且所述正相输出电流信 号或所述负相输出电流信号分别通过所述电阻。
10. —种包括根据权利要求9的频率转换器的接收器，所述接收器使 用所述正相本4几振荡器信号和所述负相;$*振荡器信号并使用接收的射频 信号作为所述正相输入电压信号和所述负相输入电压信号来实施下变频。
11. 根据权利要求9的频率转换器，其中所述电压-电流转换器电路包括电源；第一MOS晶体管，在其栅极接收所述正相输入电压信号并在其漏极 输出所述正相输入电流信号；第二MOS晶体管，在其栅极接收所述负相输入电压信号并在其漏极 输出所述负相输入电流信号；电阻，被插入在所述电源与所述第一 MOS晶体管和所述第二 MOS 晶体管的所述漏极之间；电流源，祐z&共地连接到所述第一 MOS晶体管和所述第二 MOS晶体管的源极并控制所述第一 MOS晶体管和所述第二 MOS晶体管的漏极 电流的总和；以及反馈电感器，被插入在所述第一 MOS晶体管和所述第二 MOS晶体 管的所述源极与所述电流源之间。
12.根据权利要求9的频率转换器，其中所述放大器电路包括电源；第一 MOS晶体管，在其栅极接收所述正相输出电流信号并在其漏极 输出所述正相输出电压信号；第二MOS晶体管，在其栅极接收所述负相输出电流信号并在其漏极 输出所述负相输出电压信号；负载电路，被插入在所述电源与所述笫一 MOS晶体管和所述第二 MOS晶体管的所述漏极之间；电流源，被/>共地连接到所述第一 MOS晶体管和所述第二 MOS晶 体管的源极并控制所述第一 MOS晶体管和所述第二 MOS晶体管的漏极 电流的总和；以及第一反馈部件，连接所述第一 MOS晶体管的所述栅极与所述第二 MOS晶体管的所述漏极；以及第二反馈部件，连接所述第二 MOS晶体管的所述栅极与所述第一 MOS晶体管的所述漏极。
全文摘要
一种频率转换器，包括电压-电流转换器电路，产生正相输入电流信号和负相输入电流信号；开关电路，根据正相本机振荡器信号和负相本机振荡器信号在所述正相输入电流信号与所述负相输入电流信号之间切换以产生正相输出电流信号和负相输出电流信号；放大器电路，电流-电压转换并放大所述正相输出电流信号和所述负相输出电流信号以产生正相输出电压信号和负相输出电压信号；以及多个CR电路，至少被插入在所述电压-电流转换器电路与所述开关电路之间或所述开关电路与所述放大器电路之间，所述多个CR电路中的每一个包括高频分量通过的至少一个电容器和低频噪声分量通过的至少一个电阻。
文档编号H03D7/00GK101425779SQ20081016978
公开日2009年5月6日 申请日期2008年10月28日 优先权日2007年10月29日
发明者三友敏也, 伊藤类, 大高章二 申请人:株式会社东芝