专利名称：具有线性跨导体级的吉尔伯特单元混频器的制作方法
具有线性跨导体级的吉尔伯特单元混频器本发明涉及一种用于将第一信号与第二信号相乘的乘法器。本发明还涉及一种用于接收机且包含此类乘法器的混频器，以及一种包含此类混频器的接收机。更进一步，本发 明涉及一种包含此类乘法器的调制器，以及一种包含此类调制器的发射机。此外，本发明还 涉及此类乘法器的设计和制造方法。IQ(同相/正交)调制是一种常用于在载波信号上携带数据的方法。它包括两个 正交(I和Q)基带信号，这些信号分别对由正交本地振荡器(RF载波)信号驱动的混频器 进行调制。调制器的输出将被求和，以便提供单边带调制射频(RF)信号。对于恒定包络的 调制方案来说，对基带IQ信号实施的仅仅是相位或频率调制(例如FSK、GMSK等等)，而不 会实施任何振幅调制。同样，输入到IQ调制器中的模拟基带IQ信号是恒定振幅的。附图中的
图1示出了典型的IQ调制架构。在数字调制器2的输入1接收数字信息 信号。该数字调制器在输出I数据总线和Q数据总线上产生两个正交的数字基带信号。这 些基调信号由数模转换器(DAC)和低通滤波器3转换成相应的模拟基带信号，然后则会在 相应的混频器4和5与I和Q载波信号(也就是处于相同载波频率的90°相移信号)混合。 混频器的输出会在加法器6中求和，以便在输出7提供一个单边带输出信号。商用的IQ调 制器通常会将吉尔伯特单元拓扑用于混合单元，其示例是在B. Gilbert于1968年12月发 表于 IEEE Journal of Solid-State Circuits 的"APrecise Four-Quadrant Multiplier with Subnanosecond Response，，一文中公开的。在实践中，已知的IQ调制器将会遭遇到瑕疵，这些瑕疵将会导致输出频谱中包含 不必要的成分。在实践中则有可能出现下列不必要成分⑴DC偏移所导致的载波(FCakkiek或Fkf)；(ii) IQ增益和相位不平衡导致的“图像”(Flsb或Fimme)；以及(iii)调制器输入失真所导致的三次谐波失真(F3lsb)。这个三次谐波失真成分是以分贝为单位对比不必要成分(Fusb)量度的，该成分处 于载波频率Fkf的下方，其与载波频率Fkf的间隔是载波频率Fkf与不必要成分Fusb之间间隔 的三倍。图2示出了三个成分，并且还显示了处于Fusb的“不必要”边带成分。除了影响调 制精确性(并且由此影响链路可靠性)之外，这些不必要成分还有可能导致出现涉及其他 那些在相同频谱中工作的用户的问题，并且可能会导致无法遵守用于寄生发射放射的监管 标准。更进一步，在这里设想三次谐波失真(也被称为“HD3” )，该失真可以通过线性化 常规调制架构中的吉尔伯特单元内部的跨导增益来减小。目前存在着数种线性化技术，在 CMOS IC设计中，最常见的线性化技术是电阻变性和提高栅极过载电压。诸如“前馈”和“预 失真”之类的其他线性化技术同样可以实现线性度改善，但这是以附加的功率损耗为代价 的。根据本发明的第一方面，在这里提供了一种用于将振幅基本恒定的第一交流信号 与第二信号相乘的乘法器，其中包括用于将第一信号转换成差分电流的跨导级，以及用于根据第二信号来引导该差分电流的电流引导级，该跨导级包括晶体管的多个偏移对，其中 这些偏移对的输入是并行连接的，并且这些偏移对的输出是并行连接的，每一对晶体管的 相对增益会使三次谐波失真的最小值基本上出现在第一信号的振幅处。这里使用的术语“偏移对”指的是包含了第一和第二分支的差分级，其中每一个分 支都包含了一个晶体管或是并行连接的多个晶体管。晶体管的公共端子连接在一起，并且 接收基本恒定的“尾电流”，其中该公共端子包含了双极结晶体管的发射极或是场效应晶体 管的源极。第一和第二分支则提供了不同的增益。该晶体管可以是金属氧化物硅晶体管，例如互补型金属氧化物硅晶体管。第一信号可以是峰_峰振幅基本恒定的正弦波。第二信号可以是交流信号，例如正弦波。所述第二信号可以具有基本恒定的振幅。这些偏移对彼此可以是基本相同的。这些偏移对可以具有基本相同的尾电流。每一个偏移对都包含了被布置成差分对的第一晶体管和复合晶体管，该复合晶体 管包括彼此并行连接的m个第二晶体管，其中m被选定成提供三次谐波失真的最小值，并且 第二晶体管中的每一个与第一晶体管都是基本相同的。所述多个偏移对可以包括两个偏移对，其中所述两个偏移对中的每一个偏移对中 增益较高的晶体管的输出与所述两个偏移对中的另一个偏移对中增益较低的晶体管的输 出相连。电流引导级可以包括电流切换级。该电流切换级可以包括两对交叉耦合的晶体管。 第一和第二信号中的至少一个可以是射频信号。根据本发明的第二方面，在这里提供了一种用于接收机的混频器，其中包括根据 本发明第一方面的乘法器。根据本发明的第三方面，在这里提供了一种包含了根据本发明第二方面的混频器 的接收机。根据本发明的第四方面，在这里提供了一种包含了第一个根据本发明第一方面的 乘法器的调制器。第一信号可以是信息携带信号，并且第二信号可以是载波。所述第一信号可以是 频率和/或相位调制信号。调制器可以包括第二个根据本发明第一方面的乘法器，其中第二个乘法器与第一 个乘法器协作，从而形成了单边带抑制载波调制器。根据本发明的第五方面，在这里提供了一种包含根据本发明第四方面的调制器的 发射机。根据本发明的第六方面，在这里提供了一种设计根据本发明第一方面的乘法器的 方法，其中包括规定恒定的振幅，针对多个相对增益值模拟乘法器的操作以确定谐波失 真，以及选择相对增益值，其中所述相对增益值对应于在三次谐波失真的特性的最小值处 或其附近的三次谐波失真值。根据本发明的第七方 面，在这里提供了一种制造乘法器的方法，其中包括执行根 据本发明第六方面的方法来提供乘法器设计，以及根据该设计来制造乘法器。
由此可以提供一种技术，该技术允许将诸如CMOS跨导级之类的跨导级线性化，而不需要任何附加功率损耗。特别地，三次谐波失真将可以大为减少。虽然在三次谐波失真 特性中出现了空值，并且由此在理论上可以消除三次谐波失真成分，但在实践中，空值处的 衰减是很有限的。尽管如此，在这里还是可以获得很高的衰减值，从而在很多应用中极大地 衰减三次谐波失真成分，以有效地使其不再明显乃至不再存在。 这些技术需要振幅基本恒定且已知的第一交流信号。这些技术可以用于任何处 于这种状况的乘法器，并且此类应用的一个示例是在运行恒定包络调制方案的无线发射机 中。在该应用中可以清除输出调制的三次谐波失真感生的RF寄生电平，或者将其衰减至无 关紧要的程度。此外，如果输入信号可以保持在基本恒定且已知的振幅，那么这些技术还可以在 射频接收机的混频器中使用。例如，在接收机的混频器并入此类乘法器之前，通过应用自动 增益控制技术，可以实现该目的。在这里将会参考附图并借助示例来对本发明进行更进一步的描述，其中图1是已知类型的IQ调制器的示意性框图；图2是与图1调制器产生的必要以及不必要输出成分的频率相对比并以分贝(dB) 为单位的振幅图；图3是可以在调制器或发射机中使用并且构成了本发明实施例的乘法器的电路 图；图4A和4B示出的是以微西门子为单位的跨导与以毫伏为单位的差分输入电压相 对照的已知线性化技术以及本技术的传输特性；图5是以dBc(载波分贝)为单位的三次谐波失真与以微西门子为单位的跨导的 关系的图表，其中该图表显示了已知的线性化技术和本技术的三次谐波失真特性。B. Gilbert 在 1998 年 1 月发表于 IEEE Journal of Solid-State Circuits, 33 (1) 第2-17页的“A Tutorial Overview”一文中描述了已知名为多双曲正切原理的概念，这个 概念通过单独组合非线性跨导功能实现了跨导单元的整个跨导功能的线性化。特别地，这 个多双曲正切跨导原理依靠的是双极晶体管的差分对的串行或并行连接，其中所述双极晶 体管的输入和输出是并行连接的，并且单个单元的基极电压被偏移了一定数量。这样做导 致单个跨导gm沿着输入电压轴被拆分，从而允许放大器处理其输入上的更大电压摆动。过去，多双曲正切放大器已被建议用作射频接收机中的混频器和可调谐滤波器， 在该接收机中，输入电压电平有可能因为发射机与接收机之间的距离以及噪声和干扰之类 的因素而发生很大变化。但是，目前尚未提出在输入电压电平基本恒定的发射机中使用多 双曲正切放大器。这里提出使多双曲正切原理适合与CMOS技术一起使用，并且将其应用于例如具 有恒定包络传输的IQ调制器内三次失真降低的特定应用。图3示意性示出了在简单的“偶极子”架构中将多双曲正切原理应用于CMOS技术。 图3所示的乘法器包括一个跨导级，其中该跨导级的输出与电流切换级相连。该跨导级包 括由晶体管10和11组成的第一偏移对，以及由晶体管12和13组成的第二偏移对。晶体 管10和11的源极与恒定电流源14相连，而晶体管12和13的源极则与恒定电流源15相 连。该恒定电流源14和15为这些偏移对提供了恒定的尾电流I，并且与公共电源线OV相连。晶体管10包含的是具有长为L且宽为W的沟道的单个晶体管。晶体管11包含的 则是采用了 m个晶体管的形式的复合晶体管，其中所述m个晶体管是并行连接的，并且每一 个晶体管与晶体管10都是基本相同的。晶体管13包含的是单个晶体管，并且它与晶体管 10是基本相同的。而晶体管12包含的则是复合晶体管，并且它与复合晶体管11是基本相 同的。由于m大于1，因此，晶体管11和12的增益要大于晶 体管10和13的增益。晶体管 10和12的栅极被连接在一起，以便接收输入电压Vin+，而晶体管11和13的栅极则被连接 在一起来接收输入电压Vin-。由此，跨导级将会接收到差分输入电压(Vin+)-(Vin-)，并且 使用跨导gm将其转换成差分输出电流(lout+) - (lout-)。该差分输出电流被供应给晶体管16 19，这些晶体管结合负载电阻器20和21形 成了电流切换级。晶体管16和17的源极与晶体管10和12的漏极相连，而晶体管18和19 的源极则与晶体管11和13的漏极相连。晶体管16和18的栅极被连接在一起，以便接收 本地振荡器电压Vlo+，而晶体管17和19的栅极则被连接在一起，以便接收本地振荡器电压 Vlo-。晶体管16和19的漏极与电阻器20的第一端子以及输出端子相连，以便供应输出电 压Vout+，而晶体管17和18的漏极则与电阻器21的第一端子以及输出端子相连，以便供应 输出电压Vout-。电阻器20和21的第二端子与电源线Vdd相连。在一个与较低电源电压结合使用的替换实施例中，乘法器具有“折叠”拓扑。该 装置具有电流反射镜，该电流反射镜的输入接收来自跨导级的输出电流lout+和lout-，并 且其输出为切换级供电，其中该切换级包含的是传导类型与图3所示的晶体管相反的晶体 管。这些电流反射镜可以为输出电流与输入电流相等的类型。作为替换，这些电流反射镜 还可以提供数倍于输入电流的输出电流，以便提高增益并且由此提高所述级的跨导。跨导级的差分输出电流(l0Ut+)-(l0Ut-)借助差分射频载波而被切换到最 终乘法器输出，其中该差分射频载波采用的是本地振荡器(未显示)提供的差分电压 (Vlo+)-(Vlo-)的形式。如图4B所示，在给出了固定电流和(晶体管)设备大小的情况下，跨导gm的值和 非线性度会随着设备乘法器m而改变。考虑到设备建模在很大程度上取决于经验的现代深 亚微米CMOS技术，要像双极性技术那样为这些曲线实现确定的分析表述是不可能的。然 而，无论CMOS设备具有怎样的工作状态(弱反型，中等反型或强反型)，趋势都是相同的 与不需要额外功率损耗的所有线性化技术一样，跨导会随着线性度的改进而降低。相比之下，图4A示出了通过使用传统的线性化技术(电阻变性/电压过载)产生 相同跨导而得到的结果。多双曲正切方法所具有的唯一gm线性度导致产生了谐波签名(harmonic signature)的概念，其中在任何指定的偏压(bias)(图3中的I、m、W或L)条件下，所产生 的三次失真都会展现为与输入信号振幅相对的唯一特性。在被应用于恒定包络(也就是固定振幅)的基带输入信号时，对任何指定的m来 说，由于谐波签名，三次谐波失真的最小值将会非常明显。在任何跨导级输入电压是具有基本恒定的已知峰_峰振幅的正弦波的应用中，图 3所示的乘法器都是可以使用的。一个典型的应用示例是处于用于执行频率变化的混频器 或调制器中。例如，图3所示的乘法器可以用作图1所示的发射机调制器中的每一个混频器4和5。如果假设了来自图1中的DAC 3的士 IOOmVpk的输入正弦差分输入电压，则可以为传统(30)和CM0S(31)的多双曲正切线性化技术绘制HD3与gm的对比图。如图5所示， 对本示例中的12uS的gm来说，很明显，多双曲正切技术产生的HD3要远远低于传统技术产 生的HD3。因此，通过使用本方法，可以最优地选择乘法器m(或其他偏压条件，例如图3中的 I、W或L)，以便产生12uS的跨导，由此，对于指定的士 IOOmVpk输入差分电压摆动来说，吉 尔伯特混频器中的三次谐波失真会减至最小。在将这种经过线性化的吉尔伯特混频器应用 于图1所示的IQ调制器的时候，偏移F%SB频率上的发射寄生放射电平至少在理论上为零。在晶体管偏移对中，在不同的分支中需要提供不同的增益。虽然这可以通过改变 沟道宽度和长度以及通过改变电流源提供的尾电流来提供具有不同性能的晶体管来实现， 但是有利的是通过安排每一个偏移对中的至少一个晶体管成为包含多个并行连接的晶体 管的复合晶体管来实现这些不同的增益。特别地，由于制造工艺的特性，人们很难或者无法 制造出具有可以精确限定或预测的性能的晶体管或电流源。但是，制造结构和性能基本相 同的元件则相对容易。因此，如图3所示，每一个偏移对中的“较高增益”的复合晶体管包 含多个晶体管，并且其中每一个晶体管与较低增益的晶体管都是相同的。由此，通过选择乘 法器m，可以选择相对增益，从而实现图5中的特性31所示的三次谐波失真清除。用于设计这种乘法器的技术包括为指定输入信号电平(Vin+)-(Vin-)模拟多个m 值的谐波失真性能。然后，给出最低三次谐波失真的m值被选定，并且可以使用这个值作为 每一个复合晶体管11和12中的晶体管数量来制造乘法器。在给出了关于晶体管数量m的 选择的离散特性的情况下，为m选择一个在三次谐波失真特性最小值处或是在其附近提供 操作的值即可满足需要，从而实现足以满足乘法器特定应用的三次谐波失真衰减或抑制程 度。对于多双曲正切原理的一般应用，尤其是输入信号具有不断变化的振幅的情形 (与没有采用非常强大的自动增益控制的接收机混频器或滤波器中使用的电路一样)而 言，该方法并不是最优的。在这种情况下，HD3具有最小值处的跨导会随着输入差分电压的 振幅而改变。由此，除了在没有附加功率损耗的情况下线性化跨导之外，本发明的实施例还会 将那些具有恒定振幅输入信号的系统的三次谐波失真减至最小。在实践中，在被应用于使 用恒定包络调制方案工作的无线发射机时，输出调制的三次谐波失真感生的RF寄生电平 可以被有效清除，或者被衰减至无关紧要。
权利要求
一种用于将振幅基本恒定的第一交流信号与第二信号相乘的乘法器，包括用于将所述第一信号转换成差分电流的跨导级，以及用于根据所述第二信号来引导所述差分电流的电流引导级，所述跨导级包括晶体管的多个偏移对，其中所述多个偏移对的输入是并行连接的，并且所述多个偏移对的输出是并行连接的，每一对晶体管的相对增益使三次谐波失真的最小值基本出现在所述第一信号的振幅处。
2.如权利要求1所述的乘法器，其中，所述晶体管是金属氧化物硅晶体管。
3.如权利要求2所述的乘法器，其中，所述晶体管是互补型金属氧化物硅晶体管。
4.如前述任一权利要求所述的乘法器，其中，所述第一信号是峰_峰振幅基本恒定的 正弦波。
5.如前述任一权利要求所述的乘法器，其中，所述第二信号是交流信号。
6.如权利要求5所述的乘法器，其中，所述第二信号具有基本恒定的振幅。
7.如前述任一权利要求所述的乘法器，其中，所述多个偏移对彼此基本相同。
8.如前述任一权利要求所述的乘法器，其中，所述多个偏移对具有基本相同的尾电流。
9.如前述任一权利要求所述的乘法器，其中，每一个偏移对都包含被布置成差分对的 第一晶体管和复合晶体管，所述复合晶体管包括彼此并行连接的m个第二晶体管，其中m被 选定成提供三次谐波失真的所述最小值，并且所述第二晶体管中的每一个与所述第一晶体 管都是基本相同的。
10.如前述任一权利要求所述的乘法器，其中，所述多个偏移对包括两个偏移对，其中 所述两个偏移对中的每一个偏移对中增益较高的晶体管的输出与所述两个偏移对中的另 一个偏移对中增益较低的晶体管的输出相连。
11.如前述任一权利要求所述的乘法器，其中，所述电流引导级包括电流切换级。
12.如权利要求11所述的乘法器，其中，所述电流切换级包括两对交叉耦合的晶体管。
13.如前述任一权利要求所述的乘法器，其中，所述第一信号和所述第二信号中的至少 一个是射频信号。
14.一种用于接收机的混频器，包括如前述任一权利要求所述的乘法器。
15.一种接收机，包括如权利要求14所述的混频器。
16.一种调制器，包括第一个如权利要求1 13中任一权利要求所述的乘法器。
17.如权利要求16所述的调制器，其中，所述第一信号是信息携带信号，所述第二信号 是载波。
18.如权利要求17所述的调制器，其中，所述第一信号是频率和/或相位调制信号。
19.如权利要求16 18中任一权利要求所述的调制器，包括第二个如权利要求1 13中任一权利要求所述的乘法器，所述第二个乘法器与所述第一个乘法器协作，以形成单 边带抑制载波调制器。
20.一种发射机，包括如权利要求16 19中任一权利要求所述的调制器。
21.一种用于设计如权利要求1 13中任一权利要求所述的乘法器的方法，包括规 定恒定的振幅，针对多个相对增益值来模拟所述乘法器的操作以确定所述三次谐波失真， 以及选择相对增益值，其中所述相对增益值对应于在所述三次谐波失真的特性的最小值处 或其附近的三次谐波失真值。
22.一种制造乘法器的方法，包括执行如权利要求21所述的方法来提供用于所述乘法器的设计，以及根据所述设计来制造所述乘法器
全文摘要
在这里提供了一种乘法器，其中举例来说，该乘法器是作为射频发射机的调制器中的混频器使用的。该乘法器将恒定振幅的第一交流信号与第二信号相乘，其中举例来说，所述第二信号采用的是来自本地振荡器的载波的形式。该乘法器包括用于将第一信号转换成差分输出电流的跨导级，以及根据第二信号来切换差分输出电流的电流切换级。该跨导级包括多个晶体管偏移对(10～13)，其中该晶体管的输入和输出是并行连接的。切换级包括交叉耦合的晶体管对(16～19)，它们连同跨导级一起形成吉尔伯特单元。每一个偏移对的晶体管(10～13)的相对增益促使乘法器三次谐波失真特性的最小值基本出现在第一信号的振幅处。
文档编号H03D7/14GK101849353SQ200880112918
公开日2010年9月29日 申请日期2008年7月29日 优先权日2007年9月3日
发明者A·C·W·王 申请人:Toumaz科技有限公司