模数转换器的制作方法

专利名称：模数转换器的制作方法
技术领域：
本发明通常涉及^t拟信号到数字信号的转换，更具体地说涉及对图像传感器发出的信号的转换。
背景技术：
才莫数转换器用在图像传感器之中，以便将表示由光电二极管所感测的光线强度的模拟信号转换成要在数字电路中进行存储和处理的数字信号。以数字形式存储的信息的精度不仅取决于模拟电路的精度，而且取决于这个模拟信号被转换成的二进制位数。然而，转换器的二进制位数越大，所述转换器占用的空间就越大、或者转换时间就越长、或者二者皆有。
两类噪声很可能影响到转换器的信噪比。对于低电平信号来说，与获取电路有关、且与信号电平无关的所谓的读噪声起主要作用。这个噪声的电平决定了最低有效位的模拟当量。与信号有关的噪声也加入其中。被称作是散粒噪声的这一噪声与传感器收到的电子数的平方根成比例。
在图像传感器中，转换器通常被分配到传感器的每一像素列，以及对相同行的像素同时进行转换。因此，当转换二进制位的数目增大时，产生的结果增大要乘以列数，处理时间增大要乘以行数。
在模拟信号側， 一旦读噪声变为小于散粒噪声，那么信噪比等于N/如，其中，N表示传感器所接收到的电子数。
已经给出，通过改变斜坡转换器的斜坡斜率将图像传感器中的散粒噪声考虑在内。这相当于，与低电平信号相比，对高电平信号设定粗糙分辩率。实际上，在测量周期之内，斜坡斜率随时间而增大。这种方法在M.F.Snoeij等人(Delft技术大学)于2005年6月发表的文章"A Low-PowerColumn-Parallel 12-bit ADC for CMOS Imagers"中进行了描述。对于给定体积而言，可变斜坡的方法没有增大由转换器提供的二进制位的数目，但它的优点在于及时降低了量化电平数。此外，转换比较器的响应时间取决于斜坡斜率。因而，可变斜坡可能产生量化误差。
需要能够增大才莫数转换器的分辩率而不必增加其复杂性或处理时间。
例如，越来越希望由图像传感器提供的数字信号从10位过渡到12位。

发明内容
对于，本发明目的是克服其中噪声取决于信号幅值的应用中已知模数转换器的全部或部分缺点。本发明的优点之一是增大了模数转换器的位数、但不会过度地增加其复杂性或其处理时间。另一个优点是尤其适合于图像传感器的解决方案。
为实现全部或部分的这些优点及其他优点，本发明提供了 一种对n位模拟信号进行模数转换的方法，其包括将模拟信号的幅值与阈值进行比较，所述阈值表示全幅(foil-scale)模拟信号的幅值除以2k,其中，k是小于n的整数；如果比较步骤的结果显示输入信号的幅值大于阈值，则执行对n-k位模拟信号的模数转换以得到n位二进制字的n-k个最高有效位，否则，得到该二进制字的n-k个最低有效位。
根据另一实施例，n-k位的模数转换采取等于Vref/2""部的值为全幅值，因此，在n-k上转换的量化电平为Vre^2(n-k'R)，其中，如果模拟信号的幅值小于或等于阈值，那么R表示取值为0的二进制变量，否则表示取值为1的二进制变量；n位二进制字通过将n-k位的所述转换的结果乘以2(kw'而形成。
根据另一实施例，如果输入信号幅值大于阈值，则n位二进制字的k个最低有效位是随机获得的。
根据又一个实施例，本发明还提供了 一种针对n位模拟信号的模数转换器，其包括比较元件，用于将模拟信号的幅值与阈值进行比较，所述阈值表示全幅(full-scale)模拟信号的幅值除以2k,其中，k是小于n的整数；以及，模数转换元件，如果比较步骤的结果显示输入信号的幅值大
5于阈值，则其用于执行对n-k位模拟信号的模数转换以得到n位二进制字的n-k个最高有效位，否则，得到该二进制字的n-k个最低有效位。
根据另一个实施例，所述转换器进一步包括存储元件，用于存储由比较元件提供的二进制数据R，如果模拟信号的幅值大于阈值，则R等于1;以及至少一个第一数字元件，其能够通过将n-k位转换的元件的输出端所获得的值乘以2"R以形成n位二进制字，n-k位转换的模数元件的全幅被调整为Vref/2("R)。
根据另一实施例，所述转换器进一步包括第二数字元件，在二进制数据R为1的情况下，能够将由第一数字元件提供的n位二进数加上随机数，第二数字元件的输出端构成了转换器的输出端。
根据该转换器的另一个方面，转换元件为采用两个不同斜坡的斜坡转换器，其中它们的斜率的比值为2k,该转换器进一步包括根据二进制数据R值将比较元件连接到两个斜坡中之一的元件。
根据该转换器的另一个方面，转换元件遵循连续近似，比较和转换元件由同一个比较器构成，以及转换器进一步包括用于根据二进制数据R值来选择全幅值的元件。
根据转换器的另一个方面，转换元件是流水线型的，在转换元件的上游，转换器更进一步包括具有根据二进制数据R的值来选择的增益的级(stage)。
本发明还提供了一种图像传感器，其包括像素阵列，每个像素阵列包括至少一个用于存储亮度数据的元件；至少一个模数转换器；以及至少一个存储元件。
本发明还提供了一种电子系统，其具有至少一个能够提供要转换为数字信号的模拟信号的电路；至少一个^f莫数转换器；以及至少一个能够利用该数字信号的电路。
根据本发明的又 一个实施例，提供了 一种对n位模拟信号的模数转换，该转换包括阈值确定电路，其用于产生阈值，所述阈值表示全幅模拟信号的幅值(Vref)除以2k，其中，k是小于n的整数；比较器，其将才莫拟信号的幅值与阈值进行比较；以及耦合于该比较器的转换电路，其产生n-k
6位模拟信号的转换信号，并且，当比较器输出表示模拟信号输入幅值大于
阈值的比较信号时，输出n位二进制字的最高几位，否则输出二进制字的最低几位。


本发明的上述特点以及优点将结合附图在以下特定实施例的非限制性
描迷中进行详细iJL明，其中
图1是本发明中所应用类型的图像传感器的简图的一个例子；
图2示出了模拟输出电压对图像传感器的像素中的光强、以及噪声电
平(散粒噪声和读噪声)和信噪比的特性；
图3举例说明根据本发明所构成的模数转换器的实施例；
图4举例说明了根据本发明的应用由图像传感器的像素所提供的模拟
电压对光强的特性；
图5以框图的形式示出了根据本发明而形成的模数转换器结构的实施
例；
图6A到6F举例说明了图5的结构的操作；图7是根据本发明而形成的连续近似模数转换器的实施例的框图；图8是如图7所示的逐渐近似转换器的实施例的更加详细的框图；图9示出了根据本发明而形成的流水线型4莫数转换器的实施例。
具体实施例方式
为清楚地目的，将仅对那些对于本发明的理解有用的步骤和元件进行演示和描述。特别是，没有详述获取模拟信号的机构，尤其是图像传感器，本发明适合任何常见的获取方式。此外，也没有详述对由转换器提供的数字信号进行何种使用，本发明在此适合于任何当前的应用。在不同附图中，用相同的参考数字标明了相同的元件。
本发明将相对于图像传感器的应用实例进行更加详细的说明。然而，其通常更适用于其中可能出现类似问题的任何才莫数转换，尤其是其中噪声电平随有用信号的幅值而改变的情况下的模数转换。例如，本发明还适用
7于功率转换系统，适用于控制无线传输链中或者增益控制中所发射的功率的系统，其中封装数据可从具有在较宽范围内变化的有用部分的信号中提取，以及其中干扰随所测量到的幅值而改变。
图1是本发明中所应用类型的图像传感器的框图形式简图的一个例子。
这种传感器包括像素阵列ll,每个像素包括至少一个用于存储的数据的元件，所述数据与由光电二极管(未示出)检测到的亮度有关。阵列被用于同一个方向上(例如列)，也就是说，对于同一行12中的全部列，存储在像素或者任何中间存储元件中的亮度数据可^皮提供给将其相应结果存储在存储元件13 (MEM)中的模数转换器的行，以便随后使用。
图2示出了根据由光电二极管检测到的光强LI以及噪声电平(散粒噪声和读噪声)和信噪比的像素的电压Vin的变化。图2的表示是对数标度的，用电子数表示光强。
在图像传感器中，根据光强的信号S的电平遵循以对数标度中的恒定斜率的近似线性趋势。此外，由像素所收集的电子数增加得越多，散粒噪声增加得越大。 一旦读噪声被传递，噪声NOISE就表示散粒噪声，所述散粒噪声与Vn成正比，其中，N表示像素光电二极管所收集的电子数。噪声NOISE的主要提供方是散粒噪声。因此，信噪比SNR也具有如改变。如图2所示，对于低电平信号(传感器的低亮度)，读噪声占主要地位。为能够恰当地使用该结果，必须根据读噪声来选择模数转换器的分辨率。实际上，选择与低电平信号的读噪声大致相对应的分辩率。
然而，对于高电平信号，噪声电平变化使得由转换器提供的若千位不再有效。
前面提及的文章"A Low-Power Column-Parallel 12-bit ADC for CMOSImagers"中利用散粒噪声现象来为模数转换器提供随时间而改变的斜坡。所迷文献提出，在单斜率转换器结构中，斜坡具有随着斜坡电压值而增大的阶跃，所述斜坡电压值与根据相应信号而预期的噪声有关。这使得相对于单斜坡转换器而言缩短了转换时间。
8图3是模拟信号Vin (例如，来自图像传感器的像素)到n位数字字Wout的才莫数转换器的实施例的功能框图。
图4是举例说明图3的转换器的操作的图。图4的图形应该与图2的图形对比。
所执行的转换开始于确定幅值范围，其中可发现要数字化的信号Vin。在图3中由相对于电压电平VreP2-k (利用乘法器22和用于提供值2-k的模块23 )的、针对一位电压Vin的转换器21 ( 1位ADC )例示了上述确定步骤。这相当于将信号Vin的幅值与阈值Vre^2—k相比较。转换器21提供表示输入信号范围的位R。数值n-k (n和k是整数)表示二进制位的数目，在其之上转换有用范围的信号。在图4的实施例中，假定9位的数值n-k以获得n=12位的转换器。
一旦确定了范围，则位R用于确定输入信号Vin (乘法器26和用于计算值k(R-l)的模块27)的第二转换器25 (n-k位ADC )的基准电压VreP2^-"。转换器25提供在n-k位的字W，其表示信号的有用部分的转换。最后，字W乘以2"R (乘法器28和模块29 )或者接受任何等效的操作以便提供n位的字Wout。乘积28相当于选择n-k位的字W是否处于n位结果Wout的最低有效位(LSB)还是处于最高有效位(MSB)。因此，作为变量，如杲比较步骤的结果显示输入信号的幅值大于阈值，那么提供其它处理而不是相乘以得到n位二进制字的n-k个最高有效位，否则得到二进制字的n-k个最低有效位。选择最小基准电平Vref/2n以大致相当于要数字化的信号Vin的低电平信号噪声电平，电平Vref相当于全幅信号。可认为低分辨率的转换器(在此实施例中， 一位)用于确定包含有用信号的幅值范围，而高分辨率的转换器用来转换这个有用信号。无论范围如何，n位全局转换器的量化电平(最小的可检测模拟电压电平-一位增量的模拟值)仍然相等，等于Vref/211。转换n-k位有用信号的量化电平取决于该信号处于的范围。
转换器的分辩率不变(n位全局转换器-n-k位"有效"转换器)。转换全幅取决于在前的比较，为Vref2^，与可变斜坡比较器相比，其不同之处在于不会利用全部范围(n位) 转换器来执行转换。因此，其不仅提供了时间增益，而且简化了转换器结 构和其占据的表面面积。
图5是所谓的斜坡模数转换器的实施例的简化表示。此实施例基于存 储点(例如，D-型触发器31)的使用，所述存储点使其数据输入端接收由 相对于电平L的输入电压Vin的比较器32(COMP)提供的结果。对于n-k 位的数字化来说，电平L由线性斜坡发生器(未示出)给出，所述线性斜 坡发生器根据信号Vin所在的范围(模块33， RANGE)提供相对较强斜 率HRAMP的斜坡或者相对较小斜率LRAMP的斜坡。在所示出的实施例 中，比较器32既可用于n-k位信号转换也可用于有用信号的幅值范围的选 择。比较器32可由开关K复位，所述开关K由信号RST控制，且将用于 接收比较电平L的其输入端连接到其直接输出端Q。触发器31的直接输 出端Q控制用于选择斜坡LRAMP的第 一开关Kl ，而反相输出端NQ控 制用于选择斜坡HRAMP的开关K2。对于每个转换，触发器31的时钟输 入端接收控制信号CTRL,所述控制信号CTRL包括一个脉冲。此脉冲在 比较器32执行比较之后给出。
斜坡LRAMP和HRAMP的产生可使用任何现有的产生系统。例如， 产生器设置斜坡斜率，所述产生器根据与有数模转换器有关的计数器提供 两个斜;皮，所述数^t转换器的基准电压根据范围从两个值中进行选择。
实际上，为了进行n-k位转换，斜坡转换器提供n-k+l位(以便考虑 到可能的电平偏移量)。对这n-k+l位进行处理以得到n-k位是4艮常见的。
当然，当对于提供斜坡时的周期而言将信号Vin输出以进行转换时， 图5的结构是利用用于校准周期的元件来实现的。
图6A、 6B、 6C、 6D、 6E和6F是例示图5的转换器的操作的时序图。 图6A举例说明了要数字化的模拟信号Vin的电平的例子。图6B举例说明 了根据两个转换器范围之间的阈值TH的两个斜坡HRAMP和LRAMP。 出于简化的目的，将这些斜坡显示为线性的，然而它们大多数常常以时步 进行阶跃，所述时步取决于与用于产生斜坡的数模转换器有关的计数频 率。图6C举例说明了用于产生斜坡的数模转换器的时钟或计数信号Ck。
10图6D举例说明了由比较器32提供的输出信号。图6E显示了存储元件33 之中所包含的状态。图6F举例说明了转换所产生的、由触发器31提供且 存储在存储元件34 (n-k位)中的字W。如图3中所示那样，最终结果通 过将字W乘以2"R而获得，其中R表示寄存器33的状态。第一次比较相 对于阈值TH而进行以确定输入信号Vin所处的范围。阈值TH对应于斜 坡LRAMP的幅值，所述幅值被选定为对应于Vref/2k。
一旦比较器32的输出端获知了结果R，就借助于开关Kl或K2来进 行斜坡选择，以及在对应的范围中将输入信号Vin数字化。
图5的实施例的优点在于能够釆用相同的比较器既检测信号范围又进 行实际转换。
图7是所谓的连续近似模数转换器的实施例的框图。信号Vin首先被 釆样(模块41， S/H)。然后，将其与由n-k位的数模转换器提供的信号 V43进行比较(比较器42 )，所述数模转换器接收存储元件44中所存储 的状态以作为输入，所述状态是从前一次近似的比较中得出的。至此，其 对应于常用的连续近似转换器。
根据所示实施例，存储元件441是n-k位的，并且存储元件441与用 于存储附加位R的元件442相关联，所述附加位R表示包含输入信号的范 围。标志位R用来决定位于基准电平Vref与电平Vref/2k之间的转换器43 的基准，所述基准电平Vref与要转换的最大信号(全幅)相对应，而电平 Vref/2k与两个范围之间的阈值TH相对应。这就使得转换器43能够根据在 n-k位(期望分辩率范围)上所检测到的信号范围来产生信号V43。由位R 的状态所控制的开关45选择转换器43的基准信号(全幅值)。
一旦通过比较信号Vin与阈值TH ( Vref/2k)而获得了范围，就在其相 应范围内将信号Vin数字化。然后，根据位R的状态将寄存器44中所包 含的字W乘以(乘法器28)2k、或者乘以1 (多路复用器29),以例如 将n位的结杲Wout提供给寄存器68。
n位的表面分辩率的模数转换器是根据n-k位转换器而得到的。为了 实现它
ii将要处理的信号Vin与电平Vref/2k相比较，以确定变量R的状态为0 (如杲信号Vin的幅值小于或等于电平Vref/2k)或为1 (如果信号Vin的 幅值大于电平Vref/2k);
通过将值Vref/2k'(n-k*R)(转换量化电平为Vref/2k，R)))取作全幅值， 通过在n-k位上进行连续近似而对要处理的信号Vin进行转换；以及
通过数字处理来形成该n位字。
图8显示了图7中的类型的连续近似;漢数转换器的更详细的实施例。 图8的例子对应于采用开关电容器结构的6位转换器。
这种转换器基于采用三个电容器元件，其相应的电容为C、 2C和4C, 以及釆用开关K511、 K512和K513的阵列51,所述开关用于根据前一次 近似来选择每次近似所采用的电容器。开关电容器用来实现采样功能(41 ， 图7)和一部分模数转换器(43，图7)。
电容器的第一公共电极连接到比较器52的第一输入端，比较器52的 第二输入端接地、以及其输出端向图7中所例示类型的存储元件44中提 供l位(abit)。例如，希望寄存器包含六位的字W和表示输入信号的范 围的位R。比较器52可能借助于开关K被重置，所述开关K将比较器52 的第一输入端连接到比较器52的输出端，以及所述输出端由信号RST来 控制(这个开关用于抵销比较器电压误差，并且如果比较器足够地准确或 者如果釆用另一种方式来抵销这个误差则这个开关可接地)。开关K511 至K513的第一公共输入端接收由选择器K5提供的电平L,所述电平L处 于转换器的全幅电平Vref与在分阻桥(resistive dividing bridge )的中点处 采样的中间电平TH (等于Vre^2k)之间，所述分阻桥包括串联在施加电 平Vref的端子与地之间的两个电阻器R1和R2。开关K511至K513的第 二公共相应输入端接地。开关K511至K513的第三公共输入端连接到用于 施加要数字化的信号Vin的端子。根据与连续近似速率相对应的采样频率 来校准组件。
图8的转换器的操作如下。模拟信号Vin被施加到开关K511至K513 的相应输入端。
12在采样过程中，用于重置比较器52的开关K导通，以便将信号Vin 存储在相应的电容器C、 2C和4C中。然后，开关K被断开，开关K5取 基准TH，同时开关K511和K513被切换到这个基准。不同电容器之间的 电荷平衡使得可以将信号电平与电平Vref/2k进行比较。这个结果被存储在 用于定义信号Vin的相应范围的位R中。然后，开关K5被切换到其两个 位置之一直到转换结束，以通过选择电平Vref或电平TH来定义信号的比 较范围。然后，如在电荷重新分配转换器(开关电容器连续近似转换器) 中那样，当前釆用电容器C、 2C和4C以及开关K511至K513。
在比较结束时，采用相应的结果R和W来形成字Wout (未显示)。 将电平TH施加到电容器C、 2C和4C上以在其中比较电平Vin的步 骤和选择比较范围的步骤将替代用于确定常用开关电容器转换器的最高 有效位的步骤。
取电平TH等于电平Vref (k=3)的1/8的例子，与常用开关电容器转 换器相比，图8的开关电容器转换器允许以较小地增大表面积为代价而将 分辩率提高3位。在常用开关电容器转换器中，增加l个分辩率位就需要 大约将表面乘以8 (用于电压再分的电阻器和电容器的数目要乘以2,这 就导致近四倍的更大的表面积，准确说来，每一次再分都必须是大约两倍， 由于组件匹配的原因就产生了近两倍的表面积)。将分辩率提高3位需要 大于500的表面积系数(83)。
图9显示了遵守所谓的流水线结构的模数转换器的实施例。这种结构 采用相同位数的几级61-1、 61-2、 61-p,以及采用每次都为下一级全幅值 地替换信号的原理。
这个第一实施例对常用流水线转换器的作用是增加用于确定要转换的 信号的范围的第一级62。模拟电平Vin被发送到采样电路41上，采样电 路41使其输出端与电平Vref/2k相比较(比较器63 )，所述电平Vre^2k 相当于两个范围之间的阈值。比较器63的输出端决定了放大器64的增益 以进入下一级61-1。此外，对这个输出进行存储(才莫块442)以存储位R。 连续的各级61-1到61-p全部类似，每一级都包括用于釆样和保持由前一 级(其放大器的输出端)所提供的信号的单元651 (S/H)。采样保持单元651的输出被发送到加法器/减法器652上，所述加法器/减法器652使其另 一个输入端接收对采样保持单元651的输出端进行才莫数转换655 (ADC) 的结果再进行数模转换653 (DAC)的结杲。转换器655的输出也被发送 到n-k位的字W的存储器的寄存器441。加法器/减法器652的输出被发送 到^:大器654 (AMP)的输入端，所述放大器654的输出纟皮发送到下一级 的输入端。有i定转换器具有1位(one bit)的每一级，则转换器包括与字 W包括的位一样多的级，即n-k级，根据每一级的位数，每一级向寄存器 44提供一位或几位。通过以常用方式采用每级几位来采用其它流水线转换 器方案。在转换结束时，由乘法器28采用寄存器442中所包舍的位。图9 举例说明了一种变化，其中如果位R是1则将乘法器28的结果加上(或 减去)介于0到2k之间的随机选择数。这避免了对于高幅值信号来说k个 最低有效位为0。这个功能由加法器66来例示，所述加法器66接收乘法 器28的输出和随机值RNG
(或RNG [-2k， 2k])与值0之间的选择 器67的输出。选择器由位R来控制，加法器66输出端提供寄存器68中 所存储的字Wout。这个变化可被施加于所描述的全部实施例中。
图3、 5、 7、 8和9中所示元件的不同同步信号没有净皮详细描述。根据 所示的功能指示，这个同步属于所属领域技术人员的能力之内。
所述实施例的优点在于它们能够使用相对于最终获得的位数而言较少 位数的模数转换器。
这产生了转换的表面积和时间利益。
已经描述了各个实施例，但是对于所属领域技术人员来说也可发生不 同的变化和修改。特别是，尽管已经描述了模数转换器的三个例子，但是 本发明更具体地说可应用任何转换器结构，假定这个结构适合于执行前一 次比较以确定有用信号的范围。
此外，根据该应用、特别是根据要转换的信号中的噪声变化，用于确 定转换器范围的二进制位的数目k的选择也属于所属领域技术人员的能力 之内。
此外，尽管在上述描述中参考与结果的比较，所述结果为较高的范围 提供处于状态1的标志位R，比较的结果可以相反、被提供以修改后续处
14理，以便当要转换的模拟信号大于阈值TH时，例如通过将n-k位的转换
乘以2k来形成最终的二进制字。
最后，根据以上给出的功能指示，实际实施也属于所属领域技术人员 能力之内。
权利要求
1.一种对n位模拟信号(Vin)进行模数转换的方法，包括以下步骤将模拟信号的幅值与表示全幅模拟信号的幅值(Vref)除以2k的阈值相比较，其中k是小于n的整数；如果比较步骤的结果表示输入信号的幅值大于阈值，则对n-k位模拟信号执行模数转换以获得n位二进制字的n-k个最高有效位，否则获得这个二进制字的n-k个最低有效位。
2. 如权利要求1所述的方法，其中n-k位模数转换釆取等于Vref72("(1—R)) 的值作为全幅值，因而n-k位转换的量化电平为Vref/2(n-k*R),其中如果模 拟信号幅值小于或等于阈值则R表示取值为0的二进制变量，否则R表示 取值为1的二进制变量；以及通过将所迷n-k位转换的结果乘以2(1{，而形成n位二进制字。
3. 如权利要求1所述的方法，其中，如杲输入信号的幅值大于阈值， 则随机获得n位字的k个最低有效位。
4. 一种n位模拟信号的模数转换器，包括用于将模拟信号的幅值与阈值(TH)相比较的元件(21; 32; 42, 43; 51, 52; 62)，所述阈值(TH)表示全幅模拟信号的幅值(Vref)除以2k，其 中k是小于n的整数；以及对n-k位模拟信号进行4莫数转换的元件(25; 31, 32; 42, 43; 51, 52; 61-1, 61-2, 61-p)，如果比较步骤的结果表示输入信号的幅值大于阈值则获得n 位二进制字的n-k个最高有效位，否则获得这个n位二进制字的n-k个最 低有效位。
5. 如权利要求4所述的转换器，更进一步包括 用于存储由比较元件所提供的二进制数据R的元件(33; 442)，如果^t拟信号的幅值大于阈值则二进制数据R等于1;以及至少一个第一数字元件(28， 29)，能够通过将在进行n-k位转换的 元件的输出端获得的值乘以2"k而形成n位二进制字，n-k位转换的冲莫数元件的全幅被调至值Vref/2(k""R)。
6. 如权利要求5所述的转换器，更进一步包括第二数字元件(66， 67 )， 在二进制数据R为1的情况下，其能够将随机数与由第一数字元件提供的 n位二进制数相加，第二数字元件的输出端构成转换器输出端。
7. 如权利要求5所述的转换器，其中转换元件是采用其斜率之间的比 值为2k的两个不同斜坡(LRAMP， HRAMP)的斜坡转换器，该转换器更 进一步包括用于根据二进制数据R的值将所述比较元件连接到两个斜坡之 一的元件(Kl， K2)。
8. 如权利要求5所述的转换器，其中转换元件遵循连续近似，所述比 较和转换元件由相同的比较器(43; 51, 52)形成，以及转换器更进一步包 括用于根据二进制数据R的值选择全幅值的元件(45; K5)。
9. 如权利要求5所述的转换器，其中转换元件是流水线型的，在转换 元件的上游，转换器更进一步包括具有根据二进制数据R的值来选择的增 益的级(62)。
10. —种图像传感器，包括像素阵列(11)，每一个像素包括至少一个用于存储亮度数据的元件； 至少一个根据权利要求4的才莫数转换器(12);以及 至少一个存储元件(13)。
11. 一种电子系统，包括至少一个电路(11 ),其能够提供要转换为数字信号的模拟信号； 至少一个根据权利要求4的模数转换器(12);以及至少一个电路(13)，其能够使用该数字信号。
全文摘要
一种对n位模拟信号进行模数转换的方法，包括以下步骤将模拟信号的幅值与表示全幅模拟信号的幅值除以2^k的阈值相比较，其中k是小于n的整数；如果比较步骤的结果表示输入信号的幅值大于阈值，则对n-k位模拟信号执行模数转换以获得n位二进制字的n-k个最高有效位，否则获得这个二进制字的n-k个最低有效位。一种模数转换器及将其应用到图像传感器中。
文档编号H03M1/12GK101656539SQ20091016568
公开日2010年2月24日 申请日期2009年8月18日 优先权日2008年8月18日
发明者劳伦·西蒙尼, 莱昂内尔·沃格特 申请人:意法半导体有限公司