专利名称：滤波电路和通信设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及滤波电路和通信方法。
背景技术：
射频(RF)电路的电源电压随着互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺的小型化而趋向于降低。由于CMOS工艺的小型化，如果使用已知的电路技术来安装RF电路，则电压裕度变得不足，并且信号幅度的动态范围变窄。同时，晶体管的截止频率由于CMOS工艺的小型化而增大，这对于以准确定时精确地执行高速切换操作的操作是有利的。另外，电容比(capacitor ratio)由于高精度光刻技术而变得精确也是有利的。
数字RF技术是一种新技术，其将离散时间信号处理的概念引入RF电路中，以便避免作为CMOS工艺的小型化的结果而可能导致的问题并获得一些优点。在数字RF技术领域中，使用电荷畴滤波器(charge domain filter)用作主电路。电荷畴滤波器是由跨导放大器、开关和电容器形成的滤波电路。电荷畴滤波器通过与时钟同步地对电荷进行累积和放电来执行模拟信号的采样，并且使用离散时间信号处理来执行滤波、抽取等。
作为电荷畴滤波器的已知示例，存在电荷畴二阶无限脉冲响应低通滤波器(IIR-LPF)，诸如在S.Manetti和A.Liberatore，“Switched-capacitor lowpassfilter without active compo-nents，”Electron.Lett.，1980，16，pp.883-885中描述的那样。电荷畴二阶IIR-LPF的有利之处在于可以通过简单的电荷畴电路实现。
发明内容
然而，对于在“Switched-capacitor lowpass filter without active components”中描述的已知电荷畴二阶IIR-LPF，衰减特性在截止频率附近是缓和的，并且不能构造具有陡峭特性的滤波器。
鉴于上述情况，期望提供在包括快速电容器(flying capacitor)的滤波电路中能够具有陡峭衰减特性的新颖和改进的滤波电路，以及配有该滤波电路的通信设备。
根据本发明的一实施例，提供了一种滤波电路，包括快速电容器，其在从输入端切换到输出端时保持极性，而在从输出端切换到输入端时使其极性反转；以及与所述快速电容器并联地提供在所述快速电容器的输入端和输出端之间的电容器。
对于上述结构，当从输入端切换到输出端时，快速电容器保持极性，而当从输出端切换到输入端时，极性反转。在所述快速电容器的输入端和输出端之间与所述快速电容器并联地提供电容器。结果，由于与快速电容器并联地提供的电容器，所以可以提供具有陡峭衰减特性的滤波电路。
所述快速电容器可以在从输出端切换到输入端之后，以输入到所述快速电容器的J个时钟的时钟周期的延迟而从输入端切换到输出端，J是1或更大的自然数，并且所述快速电容器在从输入端切换到输出端之后，以K个时钟的时钟周期的延迟而从输出端切换到输入端，K是1或更大的自然数。
J的值可以是可变的。J的值可以是可变的，而J和K之和可以是常数。J的值可以是可变的，而K的值可以是常数。
多组所述快速电容器和所述电容器可以以级联排列的方式连接。
所述电容器的电容可以是所述快速电容器中包括的电容器的电容的M倍，M是当等于exp(-j*2πf*Ts*J)/(exp(-j*2πf*Ts)-1)的M是实数时的值，其中，Ts是时钟周期，而f是发生陷波的频率。当M的值为负时，所述快速电容器可以具有差分结构，并且可以在所述快速电容器的正相位侧的输入端和负相位侧的输出端之间、以及在所述快速电容器的正相位侧的输出端和负相位侧的输入端之间提供所述电容器。
所述电容器的电容可以是所述快速电容器中包括的电容器的电容的M倍，M是当等于exp(-j*2πf*Ts*J)/(exp(-j*2πf*Ts)-1)的M是虚数时的值，其中，Ts是时钟周期，而f是发生陷波的频率。所述滤波电路可以包括具有差分结构的两个单元的所述快速电容器，并且一个所述快速电容器提供有由复数电压所表示的电压。
根据本发明的另一实施例，提供了包括所述滤波电路的通信设备。
根据上述的本发明各实施例，可以提供能够具有陡峭衰减特性的新颖和改进的滤波电路和通信设备。
图1是示出根据本发明的实施例的电荷畴二阶无限脉冲响应低通滤波器(IIR-LPF)100的结构的说明图； 图2是示出通过将图1所示的LPF 100转换成z域等效电路而获得的等效电路的说明图； 图3是示出LPF 100的频率特性的示例的说明图； 图4是以曲线图的形式示出归一化频率与M的实部和虚部之间的关系的说明图； 图5是以曲线图的形式示出归一化频率与M的实部和虚部之间的关系的说明图； 图6是以曲线图的形式示出归一化频率与M的实部和虚部之间的关系的说明图； 图7是示出具有差分结构的电荷畴IIR-LPF的结构的示例的说明图； 图8是示出具有差分结构并且可以使用复数电压的电荷畴IIR-LPF的结构的示例的说明图； 图9是示出图3所示频率特性的说明图，该图在截止频率附近被放大； 图10是示出LPF 100的频率特性的示例的说明图； 图11是示出图10所示频率特性的说明图，该图在截止频率附近被放大； 图12是示出根据本发明实施例的LPF 100的电路结构的示例的说明图； 图13是示出输入到图12所示的LPF 100的时钟的波形的说明图； 图14是示出根据本发明实施例的修改示例的LPF 200的结构的说明图； 图15是示出快速电容器的电路结构的示例的说明图； 图16是示出快速电容器的电路结构的示例的说明图； 图17是示出快速电容器的电路结构的示例的说明图； 图18是示出输入到LPF 200的时钟的波形的说明图； 图19是示出图14所示的LPF 200的频率特性的说明图； 图20是示出图14所示的LPF 200的群延迟(group delay)特性的说明图； 图21是示出配备有根据本发明实施例的LPF的通信设备的结构的说明图； 图22是示出根据现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF 10的结构的说明图； 图23是示出电容器的移动(movement)规律的说明图； 图24是示出通过将图22所示的LPF 10转换成z域等效电路而获得的等效电路的说明图； 图25是示出图24所示的等效电路的频率特性的说明图； 图26是示出图22所示的LPF 10的实际电路结构的说明图；以及 图27是示出输入到图26所示的LPF 10的时钟的波形的说明图。
具体实施例方式 在下文中，将参照附图详细描述本发明的优选实施例。注意，在本说明书和附图中，以相同的附图标记表示基本上具有相同功能和结构的结构组件，并且省略对这些结构组件的重复说明。
将以如下次序详细描述本发明的示例性实施例。
1.根据现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF 1-1.根据现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF的结构 1-2.根据现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF的问题 2.根据本发明实施例的LPF 2-1.根据本发明实施例的LPF的结构 2-2.根据本发明实施例的LPF的转移函数 2-3.根据本发明实施例的LPF的频率特性 2-4.根据本发明实施例的LPF的电路结构的示例 2-5.根据本发明实施例的LPF的修改示例 3.配有根据本发明实施例的LPF的通信设备 4.结论 1.根据现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF 首先，在描述本发明的示例性实施例之前，将描述根据现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF，然后描述其问题。
1-1.根据现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF的结构 图22是示出在S.Manetti和A.Liberatore，“Switched-capacitor lowpassfilter without active components，”Electron.Lett.，1980，16，pp.883-885中描述的、根据现有技术的电荷畴二阶无限脉冲响应低通滤波器(IIR-LPF)10的结构的说明图。在下文中，将参照图22描述根据现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF 10的结构。
如图22所示，根据现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF 10包括电源11、跨导放大器gm、以及电容器Ch1、Ch2、Cr1和Cr2。
电源11是AC电源，并将输入电压信号VIN进行输出。跨导放大器gm是将电压信号转换成电流信号并且将其输出的跨导放大器。跨导放大器gm向图22中的A点输出具有与来自电源11的输入电压信号VIN成比例的幅值的电流，并且对电容器Ch1充电。
电容器Cr1和Cr2与输入到LPF 10的时钟同步地在A点侧与B点侧之间交替移动。由于在A点侧与B点侧之间交替移动的电容器Cr1和Cr2，因此可以在电容器Ch1与电容器Ch2之间转移和接收电荷。结果，对电容器Ch2充电，在图22中的B点处产生电压，并且可以将输出电压信号VOUT输出。
这里，将参照图23描述电容器Cr1和Cr2的移动规律。当电容器Cr1和Cr2从图22中的A点侧移动到B点侧时，电容器Cr1和Cr2在保持相同极性的同时相互平行地移动。另一方面，当电容器Cr1和Cr2从图22中的B点侧移动到A点侧时，电容器Cr1和Cr2在使极性反转的同时进行移动。图23示出了电容器Cr1和Cr2移动的方式，并且以指示其各自极性的正负符号来表示电容器Cr1和Cr2。为了便于说明，将图23中的(1)称为第一状态。在第一状态下，电容器Cr1位于图22中的A侧，而电容器Cr2位于图22中的B侧，电容器Cr1和Cr2两者都具有正极性。
接着，为了便于说明，将图23中的(2)称为第二状态。在第二状态下，电容器Cr1已经进行了移动，使得图22中的B侧具有正极性。同时，电容器Cr2已经进行了移动，使得图22中的A侧具有负极性，即，极性反转了。
接着，为了便于说明，将图23中的(3)称为第三状态。在第三状态下，极性在第二状态下反转了的电容器Cr2已经进行了移动，使得图22中的B侧具有负极性。同时，电容器Cr1已经进行了移动，使得图22中的A侧具有负极性，即，极性反转了。
接着，为了便于说明，将图23中的(4)称为第四状态。在第四状态下，极性在第三状态下反转了的电容器Cr1已经进行了移动，使得图22中的B侧具有负极性。同时，电容器Cr2已经进行了移动，使得图22中的A侧具有正极性，即，极性反转了。
然后，在第四状态之后的状态下，电容器Cr2已经进行了移动，使得图22中的B侧具有正极性。同时，电容器Cr1已经进行了移动，使得图22中的A侧具有正极性，即，极性反转了。这是与第一状态相同的状态。随着以这种方式与时钟同步地重复第一状态到第四状态，可以在电容器Ch1与电容器Ch2之间转移和接收电荷。
为了获得图22所示的LPF 10的转移函数，将LPF 10转换成z域等效电路。图24是示出通过将图22所示的LPF 10转换成z域等效电路而获得的等效电路的说明图。在图24所示的图中，采样时钟周期用Ts表示，电容器Cr1和Cr2的电容都用Cr表示，而电容器Ch1和Ch2的电容都用Cr(N-1)表示。而且，图24中所图示的电流源指示每一样本电流以箭头方向流动，而图示在图24中的矩形指示电导。
当根据基尔霍夫(Kirchhoff)第一定律计算图24中A点处的电压V1和图24中B点处的电压V2时，可以获得如下表达式1和表达式2。
...表达式1 ...表达式2 当从上述表达式1和表达式2中获得V2/VIN时，可以获得如下表达式3。
...表达式3 如果将N＝10，Ts＝1.0[ns]，Gm＝1[mS]，Ch＝4.5[pF]和Cr＝0.5[pF]代入上述表达式3中，而且如果考虑在矩形时间窗中执行根据时钟的电荷采样，则获得图24所示的等效电路的频率特性。图25是以曲线图的形式示出图24所示的等效电路的频率特性的说明图。该说明图是通过将上述值代入到表达式3中而获得的。如图25所示，可以发现，图24所示的等效电路具有从大约18MHz起开始逐渐衰减的低通滤波特性。
图26是示出图22所示的LPF 10的实际电路结构的说明图。此外，图27是示出输入到图26所示的LPF 10的时钟的波形的说明图。图26所示的电路结构是通过从如图22所示的结构中只提取电容器部分并将其图示出来而获得的。图27所示的每个时钟对应于图26所示的每个开关。图26所示的每个开关在图27所示的每个时钟处在高电平状态时接通，而在图27所示的每个时钟处在低电平状态时断开。
将描述图26所示的LPF 10的工作。当时钟S1、时钟S1，2和时钟S1，4处在高电平状态时，图26中的开关S1、开关S1，2和开关S1，4接通。当这些开关接通时，累积在电容器Ch1中的电荷移动到电容器Cr1，而累积在电容器Cr2中的电荷移动到电容器Ch2。
然后，当时钟S2、时钟S1，2和时钟S2，3处在高电平状态时，图26所示的开关S2、开关S1，2和开关S2，3接通。当这些开关接通时，累积在电容器Cr1中的电荷移动到电容器Ch2。而且，使与地(GND)连接的电容器Cr2的电极(pole)反转。然后，累积在电容器Ch1中的电荷移动到电极已经反转的电容器Cr2。
接着，当时钟S3、时钟S2，3和时钟S3，4处在高电平状态时，图26中的开关S3、开关S2，3和开关S3，4接通。当这些开关接通时，累积在电容器Cr2中的电荷移动到电容器Ch2。而且，使与GND连接的电容器Cr1的电极反转，累积在电容器Ch1中的电荷移动到电容器Cr1。
接着，当时钟S4、时钟S3，4和时钟S1，4处在高电平状态时，图26所示的开关S4、开关S3，4和开关S1，4接通。当这些开关接通时，累积在电容器Cr1中的电荷移动到电容器Ch2。而且，使与GND连接的电容器Cr2的电极反转，并且累积在电容器Ch1中的电荷移动到电容器Cr2。
如果以这种方式响应于时钟的高低电平的切换而重复开关的接通和断开，则累积在电容器Ch1中的电荷经由电容器Cr1和Cr2而移动到电容器Ch2。结果，LPF 10作为具有图25所示的频率通过特性的低通滤波器进行工作。在如图26所示的那样切换电容器Cr1和Cr2两端的极性的同时电荷移动的操作一般称为快速电容器方法。
1-2.根据现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF的问题 如上所述，在S.Manetti和A.Liberatore，“Switched-capacitor lowpassfilter without active components，”Electron.Lett.，1980，16，pp.883-885中公开的、根据现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF 10具有可以利用简单的电荷畴电路实现二阶IIR-LPF的优点。然而，如图25所示，衰减特性在截止频率(即，相当于-3dB的频率)附近是缓和的，并且不能实现陡峭的滤波器结构。
为了解决这个问题，本发明通过向频率特性添加陷波(notch)，提供了具有陡峭衰减特性的电荷畴LPF电路。在下文中，将参照附图描述本发明的示例性实施例。
2.根据本发明实施例的LPF 2-1.根据本发明实施例的LPF的结构 图1是示出根据本发明的实施例的电荷畴无限脉冲响应低通滤波器(IIR-LPF)100的结构的说明图。在下文中，将参照图1描述根据本发明实施例的电荷畴IIR-LPF 100(在下文中也简称为“LPF 100”)的结构。
如图1所示，根据本发明实施例的LPF 100包括电源101、跨导放大器gm、以及电容器Ch1、Ch2、Cr1、Cr2和Cx。
电源101是AC电源，并将输入电压信号VIN输出。跨导放大器gm是将电压信号转换成电流信号并将其输出的跨导放大器。跨导放大器gm向图1中的A点输出具有与来自电源101的输入电压信号VIN成比例的幅度的电流，并且对电容器Ch1和电容器Cx充电。
电容器Cr1和Cr2与输入到LPF 100的时钟同步地在A点侧和B点侧之间交替移动。由于在A点侧和B点侧之间交替移动的电容器Cr1和Cr2，可以在电容器Ch1与电容器Ch2之间转移和接收电荷。结果，对电容器Ch2充电，在图1中的B点处产生电压，并且可以将输出电压信号VOUT输出。
图1所示的LPF 100与图22所示的现有技术的LPF 10的不同之处在于，在A点与B点之间提供电容器Cx。另外，不同于现有技术的LPF 10，将电容器Cr1和Cr2从A点侧移动到B点侧时的延时表示为J时钟，而将电容器Cr1和Cr2从B点侧移动到A点侧时的延时表示为K时钟。注意，J和K二者是等于或大于1的自然数。
2-2.根据本发明实施例的LPF的转移函数 上面描述了根据本发明实施例的电荷畴IIR-LPF 100的结构。这里，为了获取图1所示的LPF 100的转移函数，将LPF 100转换成z域等效电路。图2是示出通过将图1所示的LPF 100转换成z域等效电路而获得的等效电路的说明图。在图2所示的图中，采样时钟周期用Ts表示，电容器Cr1和Cr2的电容都用Cr表示，电容器Cx的电容用M·Cr表示，其为Cr的M倍，而电容器Ch1和Ch2的电容都用Cr(N-1)表示。而且，在图2中图示的电流源指示每一个样本电流以箭头方向流动，而在图2中图示的矩形指示电导。
当根据基尔霍夫第一定律计算图2中A点处的电压V1和图2中B点处的电压V2时，可以获得如下表达式4和表达式5。
...表达式4 ...表达式5 注意，上述表达式4和表达式5中的P(z)和Q(z)分别通过如下表达式6和表达式7而获得。
P(z)＝M·(1-z-1) ...表达式6 Q(z)＝(N-1)·(1-z-1)+1 ...表达式7 当从上述表达式4到表达式7中获取V2/VIN时，可以获得如下表达式8。
...表达式8 注意，上述表达式8中的W1(z)通过如下表达式9而获得。
...表达式9 2-3.根据本发明实施例的LPF的频率特性 以这种方式获得了图1所示的LPF 100的转移函数。这里，在图2所示的LPF 100的等效电路中设置N＝10，M＝1.618，Ts＝1.0[ns]，Gm＝1[mS]，Cr＝0.5[pF]。而且，如果将J和K的组合用作处于范围J+K＝4中的参数而从上述表达式8中获得LPF 100的频率特性，则可以获得图3所示的频率特性。在图3中，针对三种情况(即，J＝1、K＝3的情况，J＝2、K＝2的情况，以及J＝3、K＝1的情况)中的每一种示出了频率特性。
如果将图25所示的根据现有技术的LPF 10的频率特性与图3所示的根据本发明实施例的LPF 100的频率特性相比，则可以看出，在J＝1、K＝3的情况下，获得了与图25所示的根据现有技术的LPF 10相同的频率特性。在J＝3、K＝1的情况下，在100[MHz]处出现了-50[dB]的深陷波，并且可以看到，LPF 100具有陡峭的衰减特性。而且，在J＝2，K＝2的情况下，可以看到，在大约150[MHz]处出现了-37[dB]的缓和陷波。通过以此方式设置参数，可以在确定的频率处生成陷波，并且可以获得具有陡峭衰减特性的LPF。
这里，将描述在根据本发明实施例的LPF 100的频率特性中如图3所示那样出现陷波的情形。如果出现陷波，则其意味着B点处的电压V2在对应的频率处变为零，而不管图2中A点处的电压V1如何。因此，如果将V2＝0代入上述表达式5的分子并进行计算，那么可以得到如下表达式10。
z-J+M·(1-z-1)＝0 ...表达式10 当针对z将z＝exp(J·2π·f·Ts)代入表达式10并且计算M时，得到了如下的表达式11。
...表达式11 如果使用采样时钟周期Ts针对当J＝1、J＝2或J＝3时的情况而将从表达式11中获得的M的实部和虚部分别归一化，并且将归一化的频率作为水平轴来形成曲线图，那么可以使用J作为参数而得到出现陷波的归一化频率和M的值。图4是以曲线图的形式示出在J＝1时归一化频率与M的实部和虚部之间的关系的说明图。图5是以曲线图的形式示出在J＝2时归一化频率与M的实部和虚部之间的关系的说明图。图6是以曲线图的形式示出在J＝3时归一化频率与M的实部和虚部之间的关系的说明图。
表达式11中M的实部是偶函数，而M的虚部是奇函数。因此，当M是实数时，在正负频率处M的值相同。基于此条件，使用J作为参数可以获得陷波的归一化频率和M的值。
如果J＝1，如图4所示，那么M在其虚部为零时(即，归一化频率为1/2时)是实数。根据图4中的曲线图，当归一化频率为1/2时，M的值为0.5。注意，如图4所示，当J＝1时，M的值为0.5并且为常数。
如果J＝2，如图5所示，那么M在其虚部为零时(即，归一化频率为1/6或3/6(＝1/2)时)是实数。根据图5中的曲线图，当归一化频率为1/6时，M的值为1.0，而当归一化频率为1/2时，M的值为-0.5。
如果J＝3，如图6所示，那么M在其虚部为零时(即，归一化频率为1/10、3/10或5/10(＝1/2)时)是实数。根据图6中的曲线图，当归一化频率为1/10时，M的值为1.618，当归一化频率为3/10时，M的值为-0.618，而当归一化频率是1/2时，M的值为0.5。
注意，当J＝2或J＝3时，M的值在某些情况下可能是负的。这不意味着图1所示的电容器Cx的电容变为负的。这意味着例如图7所示那样，IIR-LPF具有差分结构，差分电路的正相位侧的A点和负相位侧的BX点连接，并且负相位侧的AX点和正相位侧的B点连接，由此电容器Cx跨接在正相位侧与负相位侧之间。
接下来，让我们假设M的值不包括实部而是纯虚数的情况。当J＝1时，如图4所示，M的值为0.5并且为常数。因此，M的值不是不包括实部的纯虚数。
当J＝2时，如图5所示，在M的实部为零的时候，即，归一化频率为1/3或-1/3的时候，M的值是不包括实部的纯虚数。而且，根据图5中的曲线图，当归一化频率为-1/3时，M的值为-j*0.577，而当归一化频率为1/3时，M的值为j*0.577。
当J＝3时，如图6所示，在M的实部为零的时候，即，归一化频率为1/5、-1/5、2/5或-2/5的时候，M的值是不包括实部的纯虚数。而且，根据图6中的曲线图，当归一化频率为-1/5时，M的值为-j*0.851，而当归一化频率为1/5时，M的值为j*0.851。此外，当归一化频率为-2/5时，M的值为-j*0.526，而当归一化频率为2/5时，M的值为j*0.526。
注意，当J＝2或J＝3时，M的值在某些情况下可能是纯虚数。这不意味着图1所示的电容器Cx的电容变为纯虚数。这意味着例如图8所示那样，使用两组差分结构，从而可以使用复数电压。更具体地，在图8所示的差分电路中，虚数侧的jA点和实数侧的B点相连接，虚数侧的jAX点和实数侧的BX点相连接，实数侧的A点和虚数侧的jB点相连接，而实数侧的AX点和虚数侧的jBX点相连接，这些点分别通过电容器Cx而连接。
图9示出图3所示的根据本发明实施例的LPF 100的频率特性。图9所示的曲线图在截止频率附近被放大。如图9所示，在通带内，三种频率特性彼此重叠直至大约10[MHz]。于是，可以发现，这些频率特性通常是相同的，而不管J的值的变化如何。
接下来，设置N＝10，M＝1.618，Ts＝1.0[ns]，Gm＝1[mS]和Cr＝0.5[pF]。此外，将K设置为处于K＝1的常数，J仅用作参数。在这种情形下，如果从上述表达式8中获得LPF 100的频率特性，那么获得了图10所示的频率特性。
如果将图3所示的频率特性与图10所示的频率特性相比，则可以看到，总体上呈现了几乎相同的频率特性。这里，图11示出图10所示的根据本发明实施例的LPF 100的频率特性。图11所示的曲线图在截止频率附近被放大。如从图11所示的曲线图中看到的那样，在通带内，三种频率特性在10[MHz]处是相互不同的，而且三种频率特性在23[MHz]的截止频率附近交叉。以此方式，K的值(即，当电容器Cr1和Cr2从LPF 100的B点侧移动到A点侧时的延迟时钟数)是固定的。然后，通过改变当电容器Cr1和Cr2从LPF 100的A点侧移动到B点侧时的延迟时钟数J，可以改变LPF 100的频率特性。
2-4.根据本发明实施例的LPF的电路结构的示例 图12是示出当J＝3且K＝1时、根据本发明实施例的LPF 100的电路结构的示例的说明图。图13是示出输入到图12所示的LPF 100的时钟的波形的说明图。图12所示的电路结构是通过从如图1所示的结构中只提取电容器部分并将其图示出来而获得的。图13所示的每个时钟对应于图12所示的每个开关。图12所示的每个开关在图13所示的每个时钟处在高电平状态时接通，而在如图13所示的每个时钟处在低电平状态时断开。
将描述图12所示的LPF 100的工作。当时钟S1、时钟S1，4和时钟S6，1处在高电平状态时，图12中的开关S1、开关S1，4和开关S6，1接通。当这些开关接通时，累积在电容器Ch1中的电荷移动到电容器Cx和电容器Cr1，而累积在电容器Cr2中的电荷移动到电容器Ch2。
接着，当时钟S2、时钟S2，5和时钟S7，2处在高电平状态时，图12所示的开关S2、开关S2，5和开关S7，2接通。当这些开关接通时，累积在电容器Cr3中的电荷移动到电容器Ch2。而且，使与GND连接的电容器Cr2的电极反转，并且累积在电容器Ch1中的电荷移动到电容器Cx和电极已经反转的电容器Cr2。更具体地，在自从电容器Cr2的电荷移动到电容器Ch2时起一个时钟之后，使电容器Cr2的电极反转，并且电容器Ch1的电荷移动到电容器Cr2。
接着，当时钟S3、时钟S3，6和时钟S8，3处在高电平状态时，图12中的开关S3、开关S3，6和开关S8，3接通。当这些开关接通时，累积在电容器Cr4中的电荷移动到电容器Ch2。而且，使与GND连接的电容器Cr3的电极反转。然后，累积在电容器Ch1中的电荷移动到电容器Cx和电极已经反转的电容器Cr3。更具体地，在自从电容器Cr3的电荷移动到电容器Ch2时起一个时钟之后，使电容器Cr3的电极反转，并且电容器Ch1的电荷移动到电容器Cr3。
接着，当时钟S4、时钟S4，7和时钟S1，4处在高电平状态时，图12所示的开关S4、开关S4，7和开关S1，4接通。当这些开关接通时，累积在电容器Cr1中的电荷移动到电容器Ch2。更具体地，在自从电容器Ch1的电荷累积在电容器Cr中时起三个时钟之后，电容器Cr1的电荷移动到电容器Ch2。而且，使连接到GND的电容器Cr4的电极反转。然后，累积在电容器Ch1中的电荷移动到电容器Cx和电极已经反转的电容器Cr4。更具体地，在自从电容器Cr4的电荷移动到电容器Ch2时起一个时钟之后，使电容器Cr4的电极反转，并且电容器Ch1的电荷移动到电容器Cr4。
接着，当时钟S5、时钟S2，5和时钟S5，8处在高电平状态时，图12所示的开关S5、开关S2，5和开关S5，8接通。当这些开关接通时，累积在电容器Cr2中的电荷移动到电容器Ch2。更具体地说，在自从电容器Ch1的电荷累积在电容器Cr2中时起三个时钟之后，电容器Cr2的电荷移动到电容器Ch2。而且，使连接到GND的电容器Cr1的电极反转。然后，累积在电容器Ch1中的电荷移动到电容器Cx以及电极已经反转的电容器Cr1。更具体地，在自从电容器Cr1的电荷移动到电容器Ch2时起一个时钟之后，使电容器Cr1的电极反转，并且电容器Ch1的电荷移动到电容器Cr1。
接着，当时钟S6、时钟S3，6和时钟S6，1处在高电平状态时，图12所示的开关S6、开关S3，6和开关S6，1接通。当这些开关接通时，累积在电容器Cr3中的电荷移动到电容器Ch2。更具体地说，在自从电容器Ch1的电荷累积在电容器Cr3中时起三个时钟之后，电容器Cr3的电荷移动到电容器Ch2。而且，使连接到GND的电容器Cr2的电极反转。然后，累积在电容器Ch1中的电荷移动到电容器Cx以及电极已经反转的电容器Cr2。更具体地，在自从电容器Cr2的电荷移动到电容器Ch2时起一个时钟之后，使电容器Cr2的电极反转，并且电容器Ch1的电荷移动到电容器Cr2。
接着，当时钟S7、时钟S4，7和时钟S7，2处在高电平状态时，图12所示的开关S7、开关S4，7和开关S7，2接通。当这些开关接通时，累积在电容器Cr4中的电荷移动到电容器Ch2。更具体地说，在自从电容器Ch1的电荷累积在电容器Cr4中时起三个时钟之后，电容器Cr4的电荷移动到电容器Ch2。而且，使连接到GND的电容器Cr3的电极反转。然后，累积在电容器Ch1中的电荷移动到电容器Cx以及电极已经反转的电容器Cr3。更具体地，在自从电容器Cr3的电荷移动到电容器Ch2时起一个时钟之后，使电容器Cr3的电极反转，并且电容器Ch1的电荷移动到电容器Cr3。
接着，当时钟S8、时钟S5，8和时钟S8，3处在高电平状态时，图12所示的开关S8、开关S5，8和开关S8，3接通。当这些开关接通时，累积在电容器Cr1中的电荷移动到电容器Ch2。更具体地说，在自从电容器Ch1的电荷累积在电容器Cr1时起三个时钟之后，电容器Cr1的电荷移动到电容器Ch2。而且，使连接到GND的电容器Cr4的电极反转。然后，累积在电容器Ch1中的电荷移动到电容器Cx以及电极已经反转的电容器Cr4。更具体地，在自从电容器Cr4的电荷移动到电容器Ch2时起一个时钟之后，使电容器Cr4的电极反转，并且电容器Ch1的电荷移动到电容器Cr4。
如果以这种方式依照每个时钟的高低电平的变化来重复开关的接通和断开，则可以实现图1所示的LPF 100。如果适当地调整每个电容器的电容和每个开关的开关定时，并对每个开关的接通和断开进行切换以便在各电容器之间转移和接收电荷，则可以实现具有如图3所示的频率特性的LPF。另外，通过控制电容器Cr1和Cr2从A点侧到B点侧或者从B点侧到A点侧的移动的定时(延时)，可以对频率特性中陷波的深度进行切换，或者可以抑制陷波的发生。
2-5.根据本发明实施例的LPF的修改示例 接下来，将描述这样的情况，所述情况为三个电荷畴IIR-LPF以级联排列的方式相连接，并且构造在频率特性中的三个位置处出现陷波的陡峭LPF。图14是示出根据本发明实施例的修改示例的LPF 200的结构的说明图。
图14所示的LPF 200包括具有差分结构且以级联排列的方式而连接的三个快速电容器部分，每个快速电容器部分均与图1所示的LPF 100的快速电容器部分相同。快速电容器210是在分别设置J＝1和K＝3时的快速电容器。快速电容器220是在分别设置J＝3和K＝1时的快速电容器。快速电容器230是在分别设置J＝2和K＝2时的快速电容器。而且，快速电容器210的两端都配备有电容器Cx1，快速电容器220的两端都配备有电容器Cx2，快速电容器230的两端都配备有电容器Cx3。
快速电容器210、220和230中的每一个都配备有具有电容Cr的电容器Cr。此外，将电容器Cx1的电容设置为Cr的M1倍，将电容器Cx2的电容设置为Cr的M2倍，且将电容器Cx3的电容设置为Cr的M3倍。
提供电容器Cx2，使得它们连接在差分构造的快速电容器220的负相位侧的V2X点与正相位侧的V3点之间、以及正相位侧的V2点与负相位侧的V3X点之间。
图15、图16和图17中分别示出了快速电容器210、220和230的电路结构的示例。图18中示出了输入到LPF 200的时钟的波形。图18所示的每个时钟对应于图15、图16和图17所示的快速电容器210、220和230的每个开关。图15、图16和图17所示的每个开关在图18所示的每个时钟处于高电平状态时接通，而在图18所示的每个时钟处于低电平状态时断开。
将描述快速电容器210的操作。当时钟S1变为高电平状态时，开关S1接通，电荷从输入侧的电容器Ch转移到通过开关S1与V1点和V1A点连接的电容器Cr。在通过开关S1连接至V2点和V2A点的电容器Cr中累积的电荷转移到输出侧的电容器Ch。当时钟S1变为低电平状态且时钟S2变为高电平状态时，开关S2接通，并且电荷从电容器Cr(其中在时钟S1处于高电平状态的同时累积电荷)转移至输出侧的电容器Ch。因此，在自从输入侧的电容器Ch的电荷累积在电容器Cr中时起一个时钟之后，电容器Cr的电荷移动至输出侧的电容器Ch。
如果时钟S5在自从时钟S2变为高电平状态时起三个时钟周期之后变为高电平状态，那么通过开关S1连接至V1点的电容器Cr被连接至负相位侧的V1X点。以类似的方式，通过开关S1连接至V1X点的电容器Cr被连接至负相位侧的V1点。于是，在自从电荷移动到输出侧的电容器Ch时起三个时钟之后，电容器Cr在电容器Cr的极性反转的状态下连接至输入侧的电容器Ch。
关于其他电容器Cr，基于响应于时钟的高低电平状态的切换的开关的切换操作，电荷得以转移和接收，并使电容器Cr的极性反转。
注意，这里将快速电容器210用作示例。然而，快速电容器220和230的切换操作以类似的方式而执行，并且在切换电容器Cr的极性的同时在输入侧与输出侧之间转移电荷。对于快速电容器220，在自从将输入侧的电容器Ch的电荷累积在电容器Cr中时起三个时钟之后，电容器Cr的电荷移动至输出侧的电容器Ch。然后，在自从电荷移动至输出侧的电容器Ch时起一个时钟之后，电容器Cr在电容器Cr的极性反转的状态下连接至输入侧的电容器Ch。以类似的方式，对于快速电容器230，在自从将输入侧的电容器Ch的电荷累积在电容器Cr中时起两个时钟之后，电容器Cr的电荷移动至输出侧的电容器Ch。然后，在自从电荷移动至输出侧的电容器Ch时起两个时钟之后，电容器Cr在电容器Cr的极性反转的状态下连接至输入侧的电容器Ch。
分别设置快速电容器210的参数，使得J＝1，K＝3，M1＝0.5。如果以这种方式设置快速电容器210的参数，则在LPF 200的频率特性中，可以在1/2采样频率的频率处产生陷波。而且，分别设置快速电容器220的参数，使得J＝3，K＝1，M2＝-0.618。如果以这种方式设置快速电容器220的参数，则在LPF 200的频率特性中，可以在3/10采样频率的频率处产生陷波。而且，分别设置快速电容器230的参数，使得J＝2，K＝2，M2＝1.0。如果以这种方式设置快速电容器230的参数，则在LPF 200的频率特性中，可以在1/6采样频率的频率处产生陷波。
图19和图20分别示出图14所示的LPF 200的频率特性和群延迟特性。注意，假设采样频率＝50[MHz]，Ts＝20[ns]，Gm＝1[mS]，Cr＝2[pF]，Ch＝7[pF]，Cx1＝1.0[pF]，Cx2＝1.236[pF]，Cx3＝2.0[pF]。如图19所示，图14所示的LPF200具有在1/6的采样频率的频率处、3/10的采样频率的频率处、以及1/2的采样频率的频率处出现陷波的频率特性。
根据图20所示的LPF 200的群延迟特性，频率通带(大概2[MHz]或更小)内的群延时的变化大约为40[ns]，并且在频率通带内群延迟特性相对平坦。
如果以此方式改变参数的多个电荷畴IIR-LPF以级联排列的方式相连接，那么可以实现这样的LPF其具有在多个频率处产生陷波的频率特性，并且还具有相对好的群延迟特性。
3.配有根据本发明实施例的LPF的通信设备 接着，将描述配有根据本发明实施例的LPF的通信设备的结构。图21是示出配有根据本发明实施例的LPF的通信设备300的结构的说明图。
如图21所示，配有根据本发明实施例的LPF的通信设备300包括数据生成部分310、信号处理电路320、频率转换器340、本地信号发生器330、功率放大器350、带限滤波器360和天线370。
将要从通信设备300传送的数据在数据生成部分310中生成，并输入到信号处理电路320。在信号处理电路320中，执行诸如D/A转换、编码和调制之类的处理。因此，生成基带或中频(IF)带下的传输信号。将来自信号处理电路320的传输信号输入频率转换器(混频器)340中，并且与来自本地信号发生器330的本地信号相乘。作为传输信号与本地信号的相乘结果，将传输信号转换成射频(RF)带信号，即，进行了上变换。
在频率转换器340中通过上变换获得的RF信号经过功率放大器350放大，然后输入带限滤波器360中。在RF信号经过带限滤波器360的带限从而除去不必要的频率分量之后，将所得RF信号提供给天线370。注意，上述各种电荷畴二阶IIR-LPF电路都可以用作带限滤波器360。
4.结论 如上所述，根据本发明的实施例，提供了电容器Cx以便将快速电容器夹在中间，并且在快速电容器中，为两个电容器Cr1和Cr2的移动提供了延迟。作为以这种方式构造LPF的结果，可以实现具有发生陷波的频率特性的LPF。在这种情况下，通过设置关于延时和电容器Cx的电容的参数，可以在预定的频率处产生陷波。因此，可以获得具有陡峭衰减特性的LPF。而且，如果当电容器Cr1和Cr2从输入侧移动到输出侧时的延时发生变化，那么可以切换陷波的出现和不出现。此外，在将电容器Cr1和Cr2从输入侧移动到输出侧时的延时与电容器Cr1和Cr2从输出侧移动到输入侧时的延时之和为常数的状态下，其从输入侧移动到输出侧时的延时发生变化。如果当电容器Cr1和Cr2从输入侧移动到输出侧时的延时以此方式发生变化，那么可以在将通带内的频率特性保持相同的同时来切换陷波的出现和不出现。而且，如果当电容器Cr1和Cr2从输入侧移动到输出侧时的延时在当它们从输出侧移动到输入侧时的延时保持恒定的同时而发生变化，那么可以在截止频率保持相同的同时来切换陷波的出现和不出现。
此外，如果快速电容器具有差分结构，那么可以在滤波器频率特性中产生多个陷波。另外，如果多个快速电容器以级联排列的方式相连接，那么可以在滤波器频率特性中产生多个陷波，并且可以得到陡峭的衰减特性。
本领域的技术人员应该理解，取决于设计要求和其它因素，可以发生各种修改、组合、部分组合和变更，只要其在所附权利要求书或其等效物的范围之内即可。
本发明包含关于2008年12月19日向日本专利局提交的日本优先权专利申请JP 2008-324666中公开的主题，其整个内容通过引用合并于此。
权利要求
1.一种滤波电路，包含
快速电容器，其在从输入端切换到输出端时保持极性，而在从输出端切换到输入端时使其极性反转；以及
与所述快速电容器并联地提供在所述快速电容器的输入端和输出端之间的电容器。
2.如权利要求1所述的滤波电路，其中，
所述快速电容器在从输出端切换到输入端之后，以输入到所述快速电容器的J个时钟的时钟周期的延迟而从输入端切换到输出端，J是1或更大的自然数，并且所述快速电容器在从输入端切换到输出端之后，以K个时钟的时钟周期的延迟而从输出端切换到输入端，K是1或更大的自然数。
3.如权利要求2所述的滤波电路，其中，
J的值是可变的。
4.如权利要求2所述的滤波电路，其中，
J的值是可变的，而J和K之和是常数。
5.如权利要求2所述的滤波电路，其中，
J的值是可变的，而K的值是常数。
6.如权利要求1所述的滤波电路，其中，
多组所述快速电容器和所述电容器以级联排列的方式连接。
7.如权利要求2所述的滤波电路，其中，
所述电容器的电容是所述快速电容器中包括的电容器的电容的M倍，M是当等于exp(-j*2πf*Ts*J)/(exp(-j*2πf*Ts)-1)的M是实数时的值，其中，Ts是时钟周期，而f是发生陷波的频率。
8.如权利要求7所述的滤波电路，其中，
当M的值为负时，所述快速电容器具有差分结构，并且在所述快速电容器的正相位侧的输入端与负相位侧的输出端之间、以及在所述快速电容器的正相位侧的输出端与负相位侧的输入端之间提供所述电容器。
9.如权利要求2所述的滤波电路，其中，
所述电容器的电容是所述快速电容器中包括的电容器的电容的M倍，M是当等于exp(-j*2πf*Ts*J)/(exp(-j*2πf*Ts)-1)的M是虚数时的值，其中，Ts是时钟周期，而f是发生陷波的频率。
10.如权利要求9所述的滤波电路，其中，
所述滤波电路包括具有差分结构的两个单元的所述快速电容器，并且所述快速电容器之一提供有由复数电压所表示的电压。
11.一种通信设备，包含
如权利要求1所述的滤波电路。
全文摘要
提供了滤波电路和通信设备，所述滤波电路包含快速电容器；以及与快速电容器并联地提供在快速电容器的输入端和输出端之间的电容器。由于在快速电容器的输入端和输出端之间提供了具有预定电容的电容器，因此可以在配有快速电容器的滤波电路中提供陡峭的衰减特性。
文档编号H03H7/12GK101764589SQ20091026085
公开日2010年6月30日 申请日期2009年12月21日 优先权日2008年12月19日
发明者饭田幸生, 吉泽淳 申请人:索尼株式会社