专利名称：数模混合自动增益控制系统及其控制方法
技术领域：
本发明涉及的是一种数字信号处理技术领域的方法及装置，具体是一种用于直接 变频调谐器的数模混合自动增益控制系统及其控制方法。
背景技术：
在直接变频调谐器中，RF输入信号的信号强度范围在-IOOdBm到-20dBm之间，而 模拟数字转换器(ADC)典型的输入电压范围是峰-峰值1伏。因此在ADC对基带I/Q信号 采样之前，需要用可变增益放大器对基带信号I/Q信号进行放大，以充分利用ADC的比特 数，并避免出现饱和。此外，在直接变频调谐器中，基带I/Q信号之间需要精确一致的信号 电平，因此对I/Q两路的放大器振幅的准确度有很高的要求。现有技术通常采用可变增益放大器以放大基带信号。然而，要达到I/Q之间精确 一致的信号电平，将导致可变增益放大器有着过高的能耗和过大芯片面积，技术难度高，价 格昂贵。另外，在直接变频调谐器中，RF输入信号乘以一个本地振荡器(LO)产生的同相分 量和正交分量，从而把信号从射频搬移到基带。本振信号(电平接近OdBm)与RF输入信号 (电平在-IOOdBm到-20dBm之间)相比，电平通常要大得多。而且由于本振信号和RF输入 信号封装在同一芯片较近的物理距离内，电平较大的本振信号通常泄漏到RF输入信号中 导致混合调制。所谓的混合调制指的就是本振信号本身与渗漏进RF输入信号的本振信号 相乘。这种混合调制在I/Q两路都产生了很强的直流分量。由于直接变频器的结构，这些 直流分量直接残留在了所需要的带宽内，因此将极大的降低信号的质量。更严重的是，这些 大电平的带内直流分量甚至可能饱和掉用以对基带I/Q信号采样的ADC。经过对现有技术的检索，中国专利文献号CNl 125016A，
公开日1996_6_19，记载了 一种“直接变频调谐器”，该技术提供了一种用于对RF输入端接收的多个RF信号中所选定 的信号调谐并在输出端产生信号的调谐装置，其中数字增益和相位均衡网络被包括在一个 通道中，用于调整I/Q两路的相对增益和相移，并由微计算机根据在I/Q两路内各自的采样 点的信号进行自动控制，以减少相对增益和相移，从而在输出组合单元中几乎完全抵消了 不想要的分量。上述技术虽然提出了对I/Q两路的相对增益以及相移的处理，但是它存在了以下 的问题第一点，它是通过发射一个多频率参考信号，插入到I/Q两路各自的插入点来作 为测试信号使用，也就是说一来它的测试频率是有限的、不连续的(“八个到十个离散频 率”)，并不是用实际信号进行测试，因此它是无法得到整个有用频段内的所有频点的增益 和相位变化的，这种方式的缺陷在数字电视调谐器中影响尤其明显，因为不同于模拟电视， 数字电视信号在整个频段内都存在有效信号，因此仅仅有限频点的测试不足以准确的代表 整个频段的相位和增益变化。二来，因为涉及到外加的测试信号，因此存在着测试信号和实 际有用信号之间的切换(“关断本地振荡器或者使RF失去工作能力”)，那么校正的时候将引起主信号中断，因此无法适用于实时性强的系统；也无法对时变的相位和增益提供连续 的测量，如果因为温度、湿度等引起器件的相位和增益变化，它将无法提供准确跟踪。第二点，该技术也提出了低通滤波器与模拟数字转换器之间用电容耦合来避免直 流漂移，从而试图解决直流分量对直接变频调谐器带来的问题。但是这种模拟的方法最大 的弊端是它会损害位于有效带宽内、在直流附近的信号的质量，而且处理精度极其有限，残 余的直流分量足以对送到解调器的信号质量产生影响，同时大电容的引入会导致很难集成 到芯片中去，增加芯片面积与成本。最为严重的是，它在模拟域中是不提供任何的反馈控制模式，无论是对I/Q两路 增益，还是直流分量。例如它在低通滤波器与数模转换器之间加入放大器，并提出“如果输 出信号有足够幅度，放大器可以省去”。然而整个发明中并没有提供任何的方法，去测量、判 断是否需要放大器，如果存在放大器，又将如何控制放大器的增益等等，因此如果信号或者 残留直流分量幅度过大，而增益又没有得到有效的控制，那么在进入模拟数字转换器之间 有效数据就已经被饱和掉，从而数模转换器之后在数字域做的所有I/Q两路幅度增益、相 位控制都会变得毫无意义。再经过对现有技术的检索，中国专利文献号CN1871827B，记载了一种“接收器中联 合DC偏差校正和信道系数估计的改进方法”，该技术提供了数字信号接收机直接在数字域 进行DCO补偿算法，基于信道脉冲响应和静态DCO的联合估计并确保了具有直接转换无线 电架构的EDGE调制解调器的令人满意的性能。但是首先该技术是纯数字域的信号处理，不 涉及到在模拟域的反馈控制，因此同样存在在上面所述的如果进入数字域之前直流就过大 的情况下，进入模拟数字转换器之前的有效比特就已经被饱和掉的问题。再看，它也并没有 对I、Q增益控制提出任何的解决办法。综合看现有解决直接变频调谐器中的直流方法，有直接在模拟域通过电容隔离的 方式去除的模拟方式，缺点是精度低、影响直流附近信号质量、电容无法集成在芯片，从而 增加了芯片尺寸、成本、耗电量等等；有的通过发射单频测试信号进行校正，缺点是不能代 表实际信号的信道特征，也不能实时追踪由于环境、温度变化引起的变化；还有的尽管通过 模拟或者数字信号处理的方式得到校正量，但是完全只在模拟域完成校正，这种方法最大 的缺点是其精度受限于模拟器件，例如数字模拟转换器的位宽，等等，而出于成本、耗电量 等的考虑以及技术的限制，这个精度不可能提的很高，因此模拟器件的性能成了直流去除 的精度最大的瓶颈，例如MAX3580，它自带的直流消除装置，残余的直流高达70毫伏，这个 对于常规峰峰值在1伏左右的10比特模拟数字转换器来说，直流已经占据除符号位外的6 有效比特，这将是解调端所无法忍受的性能损失。还有的为了避开模拟器件性能约束，把直 流消除完全放到了数字域中用数字信号进行处理。这种方式最大的缺陷就是如果在模拟数 字转换器之前链路上的直流分量就过大的话，在进入数字域进行处理之前就已经饱和掉包 括低通滤波器、模拟数字转换器在内的所有模拟器件，使得后续的数字处理没有任何意义。综上所述，对模拟域的信号处理是实现数模混合自动增益控制的必须手段，而高 精度的实现只能通过数字域来完成。现有技术没有任何一种方式，是综合了两者的优点，既 降低了对模拟域的要求，减少芯片面积、成本和耗电量，又能得到普通模拟域无法达到的高 精度、高效率、实时直流消除。
发明内容
本发明针对现有技术存在的上述不足，提供一种数模混合自动增益控制系统及其 控制方法，用以在直接变频调谐器中自动测量和控制基带I/Q信号电平以及去除直流分量 信号，可同时用于数字域以及模拟域。本发明是通过以下技术方案实现的本发明涉及一种数模混合自动增益控制系统，包括位于模拟域的放大接收模块、 变频模块、低通及模数转换模块、反馈模块以及位于数字域的数字处理模块，其中位于模 拟域的放大接收模块的输入端接收射频输入信号并将放大后的射频输入信号输出至变频 模块，变频模块输出模拟基带信号且与低通及模数转换模块的输入端连接，低通及模数转 换模块的输入端接收模拟基带信号与反馈模块输出的模拟控制信号并输出基带数字信号 至位于数字域的数字处理模块，反馈模块的输入端与数字处理模块的控制端相连接并接收 数字控制信号，反馈模块的输出端分别与低通及模数转换模块的输入端以及低通及模数转 换模块的控制端相连接以输出模拟控制信号。所述的反馈模块为以下三种结构中的任意一种a) 一个双路数字模拟转换器，其输入端和输出端分别与数字处理模块的控制端和 低通及模数转换模块的输入端相连接；b) 一个双路数字模拟转换器，其输入端和输出端分别与数字处理模块的控制端和 低通及模数转换模块的控制端相连接；c)两个并联的双路数字模拟转换器，其中第一数字模拟转换器的输出端与低通 及模数转换模块的输入端相连接，第二数字模拟转换器的输出端与低通及模数转换模块的 控制端相连接。所述的数字处理模块包括幅度功率粗调控制信号生成器、直流分量消除粗调控 制信号生成器、直流分量消除细调滤波器以及幅度功率细调滤波器，其中幅度功率粗调控 制信号生成器的输入端、直流分量消除粗调控制信号生成器的输入端以及直流分量消除细 调滤波器的输入端均与低通及模数转换模块的输出端相连接以接收基带数字信号，幅度功 率粗调控制信号生成器的输出端、直流分量消除粗调控制信号生成器的输出端分别与反馈 模块相连接，直流分量消除细调滤波器的输出端与幅度功率细调滤波器相连接，并由幅度 功率细调滤波器输出经过直流分量消除和幅度功率细调的数字基带信号。所述的幅度功率粗调控制信号生成器包括第一幅度功率计算器、第一积分器、第 一减法器以及第一环路滤波器，其中第一幅度功率计算器接收低通及模数转换模块输出 的基带数字I/Q信号，分别计算出I/Q信号的幅度或者功率，然后经过第一积分器后得到平 均后的幅度或者功率，与预设的参考幅度或者功率值在第一减法器做相减，差值送到第一 环路滤波器后，输出送到反馈模块的第二数字模拟转换器以产生相应的模拟控制信号。所述的直流分量消除粗调滤波器包括第二积分器、第二环路滤波器，其中第二 积分器的输入端与低通及模数转换模块的输出端相连接并接收基带数字I/Q信号，第二积 分器的输出端与第二环路滤波器相连接并输出平均直流分量，第二环路滤波器的输出端与 反馈模块的第一数字模拟转换器相连接并输出粗调数字信号，第一数字模拟转换器输出相 应的模拟控制信号。所述的直流分量消除细调滤波器包括第二加法器、第三积分器、第三环路滤波
8器，其中第二加法器分别与低通及模数转换模块的输出端相连接并接收基带数字I/Q信 号，以及与第三环路滤波器的输出端相连接并接收控制信号，第二加法器的输出端与幅度 功率细调滤波器以及第三积分器相连接并输出消除直流分量的基带数字I/Q信号，第三积 分器将平均后残留的直流分量输出至第三环路滤波器。所述的幅度功率细调滤波器装置包括第一乘法器、第二幅度功率计算器、第四积 分器、第二减法器以及第四环路滤波器，其中第一乘法器分别与直流分量消除细调滤波器 的输出端以及第四环路滤波器的输出端相连接以接收控制信号，第一乘法器的输出端将调 整幅度后的I/Q两路信号输出至数字信号处理器和第二幅度功率计算器，第二幅度功率计 算器分别计算出I/Q两路信号的幅度或者功率后输出至第四积分器得到平均幅度或平均 功率，第四积分器将平均幅度或平均功率与预设值通过第二减法器相减得到的差值输出至 第四环路滤波器的输入端。本发明涉及上述数模混合自动增益控制系统的控制方法，包括以下步骤第一步、模拟域射频输入信号Y经过放大接收模块后放大并输出至变频模块，然 后由变频模块在模拟域中分别用本振信号的0度相位与90度相位和Y’进行变频，得到I、 Q两路模拟基带信号I (t)和Q (t)。第二步，对模拟基带信号I (t)和Q(t)进行模拟域的直流分量粗调处理，得到粗调 后的模拟基带信号I’ (t)和Q’⑴。第三步、低通及模数转换模块对直流分量去除粗调处理后的模拟基带信号I’ (t) 和Q’ (t)进行滤波、I、Q增益控制粗调处理以及模数转换处理并输出I、Q两路基带数字信 号至数字信号处理模块。第四步、数字信号处理模块对I、Q两路基带数字信号进行直流分量细调处理和I、 Q幅度功率细调处理，从而完成数模混合直流分量消除以及I、Q两路自动增益控制。
图1为现有技术模拟域自动直流分量消除装置示意图。图2为本发明结构示意图。图3为数字信号处理器的I路结构示意图。图4为幅度相位差带来镜像频谱抑制对照图。
具体实施例方式下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行 实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施 例。如图2所示，本实施例包括放大接收模块1、变频模块2、低通及模数转换模块3、 反馈模块4和数字处理模块5，其中放大接收模块1的输入端接收射频输入信号并将放大 后的射频输入信号输出至变频模块2，变频模块2输出模拟基带信号至低通及模数转换模 块3，低通及模数转换模块3的输入端接收模拟基带信号与反馈模块4输出的模拟控制信号 并输出基带数字信号至数字处理模块5，反馈模块4的输入端与数字处理模块5的控制端相 连接并接收数字控制信号，反馈模块4的输出端分别与低通及模数转换模块3的输入端以
9及低通及模数转换模块3的控制端相连接以输出模拟控制信号。所述的放大接收模块1包括低噪声放大器6和接收信号强度指示器7 (RSSI)，其 中低噪声放大器6接收射频输入信号，其输出端分别连接接收信号强度指示器7(RSSI)以 及变频模块2。信号强度指示器(RSSI)接收并监测放大后的射频信号强度并反馈到低噪声 放大器6从而进行放大倍率控制。所述的变频模块2包括本地振荡器8、移相器9以及混频器10，其中本地振荡 器8的输出与移相器9相连并输出特定频率的0度相位(同相分量)和90度相位(正交 分量)信号，混频器10的输入端分别与放大接收模块1的输出端相连接并接收射频输入信 号，混频器10的相位端与移相器9相连接并分别接收0度相位(同相分量)和90度相位 (正交分量)信号，混频器10的输出连接低通及模数转换模块3。所述的移相器9的输入为本地振荡器8产生的特定频率的正弦波信号，其输出为 该频率的0度相位(同相分量)和90度相位(正交分量)信号输出。所述的本地振荡器8的输出为特定频率的正弦波信号，该本地振荡器8具体实施 时可采用压控晶体振荡器、温补晶体振荡器、恒温晶体振荡器；所述正弦波信号具体实施时 可采用上述振荡器产生的频率经过若干次倍频或分频后得到的所需频率。所述的低通及模数转换模块3包括双路加法器11、低通滤波器12、可变增益放大 器13和模拟数字信号转换器14，其中双路加法器11连接变频模块2输出的模拟基带信号 和反馈模块4输出的直流分量消除控制信号，低通滤波器12的输入端与双路加法器11的 输出端相连接并将滤除镜像频率后的基带信号输出至可变增益放大器13，可变增益放大器 13将增益处理后的基带信号输出至模拟数字信号转换器14并以数字形式输出至数字处理 模块5。所述的低通滤波器12具体实施时可采用单口固定低通滤波器或双口固定低通滤 波器。所述的可变增益放大器13具体实施时可采用改变反馈电阻或者输入电阻从而实 现增益变化的运算放大器。改变的方式可以是来自数字处理模块的控制信号通过数字模拟 转换器产生连续变化的电压或者电流从而实现反馈控制，还可以是简单的单比特摆率控制 机制，也就是说，通过简单的模拟器件去判断数字控制信号的符号(正或者负)，在一特定 检测时间内，可变增益放大器的增益只向相同的方向作固定步长的调整(正或者负，对应 电压/电流增加或者减少)。这样，尽管比较起用数模转换器来说收敛到所需增益需要较长 的时间，但是这样的装置更简单，消耗的功率大大减少，增益收敛的过程更平缓稳定。所述的反馈模块4包括输入端并联的第一数字模拟转换器15和第二数字模拟 转换器16，其中第一数字模拟转换器15的输出端与低通及模数转换模块3的输入端相连 接，第二数字模拟转换器16的输出端与低通及模数转换模块3的控制端相连接。如图2-图4所示，所述的反馈模块为以下三种结构中的任意一种a) 一个双路数字模拟转换器，其输入端和输出端分别与数字处理模块的控制端和 低通及模数转换模块的输入端相连接；b) 一个双路数字模拟转换器，其输入端和输出端分别与数字处理模块的控制端和 低通及模数转换模块的控制端相连接；c)两个并联的双路数字模拟转换器，其中第一数字模拟转换器的输出端与低通及模数转换模块的输入端相连接，第二数字模拟转换器的输出端与低通及模数转换模块的 控制端相连接。本实施例以上述第三种结构，即图4为例进行实施所述的数字模拟转换器具体实施时可采用低比特的电压控制数字模拟转换器、 Δ-Σ数字模拟转换器或脉宽调制单比特数字模拟转换器。所述的第二数字模拟转换器16通过双口数字模拟转换器或单口数字模拟转换器 实现，其连接数字处理模块5输出的幅度功率粗调控制数字控制信号，并输出对应模拟信 号到低通及模数转换模块3的可变增益控制器的控制端。如图5所示，为数字信号处理单元的功能框图。因为I路的数字信号的处理跟Q 路完全雷同，因此图示中仅以Q路为例进行说明。所述的数字处理模块5包括幅度功率粗调控制信号生成器17、直流分量消除粗 调滤波器18、直流分量消除细调滤波器19以及幅度功率细调滤波器20，其中幅度功率粗 调控制信号生成器17的输入端、直流分量消除粗调控制信号生成器18的输入端以及直流 分量消除细调滤波器19的输入端均与低通及模数转换模块3的输出端相连接以接收基带 数字信号，幅度功率粗调控制信号生成器17的输出端、直流分量消除粗调控制信号生成器 18的输出端分别与反馈模块4相连接，直流分量消除细调滤波器19的输出端与幅度功率细 调滤波器20相连接，并由幅度功率细调滤波器20输出经过直流分量消除和幅度功率细调 的数字基带信号。所述的幅度功率粗调控制信号生成器17包括第一幅度功率计算器21、第一积分 器22、第一减法器23以及第一环路滤波器24，其中第一幅度功率计算器21接收低通及模 数转换模块3输出的基带数字I/Q信号并输出I/Q信号的幅度或者功率至第一积分器22， 第一积分器22将平均幅度或平均功率输出至第一减法器23与预存值相减并将差值输出至 第一环路滤波器24，第一环路滤波器24输出端与第二数字模拟转换器16相连接以产生模 拟控制信号。所述的幅度功率计算器具体实施时可采用取绝对值操作或是通过乘法实现的平 方操作。所述的直流分量消除粗调滤波器18包括第二积分器25、第二环路滤波器26，其 中第二积分器25的输入端与低通及模数转换模块3的输出端相连接并接收基带数字I/Q 信号，第二积分器25的输出端与第二环路滤波器26相连接并输出平均直流分量，第二环路 滤波器26的输出端与反馈模块4的第一数字模拟转换器15相连接并输出粗调数字信号， 第一数字模拟转换器15输出相应的模拟控制信号。所述的直流分量消除细调滤波器19包括第二加法器27、第三积分器28、第三环 路滤波器29，其中第二加法器27分别与低通及模数转换模块3的输出端相连接并接收基 带数字I/Q信号，以及与第三环路滤波器29的输出端相连接并接收控制信号，第二加法器 27的输出端与幅度功率细调滤波器20以及第三积分器28相连接并输出消除直流分量的基 带数字I/Q信号，第三积分器28将平均后残留的直流分量输出至第三环路滤波器29。所述的幅度功率细调滤波器20装置包括第一乘法器30、第二幅度功率计算器 31、第四积分器32、第二减法器33以及第四环路滤波器34，其中第一乘法器30分别与直 流分量消除细调滤波器19的输出端以及第四环路滤波器34的输出端相连接以接收控制信号，第一乘法器30的输出端将调整幅度后的I/Q两路信号输出至第二幅度功率计算器31， 第二幅度功率计算器31分别计算出I/Q两路信号的幅度或者功率后输出至第四积分器32 得到平均幅度或平均功率，第四积分器32将平均幅度或平均功率与预设值通过第二减法 器33相减得到的差值输出至第四环路滤波器34的输入端。所述的幅度功率计算器具体实施时可采用取绝对值操作或通过乘法实现的平方 操作。所述的第一积分器22、第二积分器25、第三积分器28和第四积分器32均可通过 在设定时间内求和操作实现，通过可编程参数控制该积分器的累积速度和统计的时间长 度，从而在不同的情况下调整积分器性能已达到最优。所述的第一环路滤波器24、第二环路滤波器26、第三环路滤波器29和第四环路滤 波器34均可以为两阶数字环路滤波器，通过可编程参数控制该环路滤波器的响应速度和 带宽，从而在不同的情况下能通过调整环路滤波器参数达到最优性能。本实施例通过以下步骤实现数模混合的直流分量消除和I、Q两路自动增益控制， 具体步骤为第一步、频率为Wn的模拟域射频输入信号Y经过放大接收模块后放大为Y’ = Y*A 并输出至变频模块，其中A是放大接收模块的增益；然后由变频模块在模拟域中分别用频 率为Wn的本振信号的0度相位与90度相位和Y’进行变频，得到I、Q两路模拟基带信号 I(t)和Q(t)，其中t为时间标尺，I(t)和Q(t)代表每一时刻的模拟基带信号。第二步，对模拟基带信号I (t)和Q(t)进行模拟域的直流分量粗调处理，得到粗调 后的模拟基带信号I’ (t)和Q’⑴。由于本实施例所述反馈模块包括两个并联的双路数字模拟转换器，其中第一数 字模拟转换器的输出端与低通及模数转换模块的输入端相连接，因此以Q路为例，以下步 骤2. 1)-2. 3)为直流分量粗调处理步骤2. 1)以Q路为例首先通过数字域中的数字信号处理器的第二积分器对来自低通 及模数转换模块的基带数字I/Q信号进行积分运算。以Q路为例，低通及模数转换模块输 出的基带数字信号为Q(η)，则Iq = Σ Q(n)，其中η为采样点标号，I (η)和Q(n)代表每一采 样点的数字基带信号，得到Q路直流分量IQ(n)后送到第二环路滤波器以滤除高频分量并 进一步得到平均值IqaOO，以IqaOO作为数字控制信号，该数字控制信号的值与其包含的直 流分量的值成正比，它代表的是输入基带数字信号的平均直流分量。2. 2)然后将数字控制信号Iqa(η)发送至位于模拟域中的反馈模块内的第一数字 模拟转换器并得到模拟基带信号平均值Iqa (t)，IqaW与Iqa (η)的转换关系满足Iqa (t) = (Iqa (η) +2^) *Μ/ (2Ν_1)，其中Ν为信号比特宽度，M为器件范围，单位为伏特。2. 3)最后将模拟基带信号平均值‘(t)输出至模拟域的双路加法器，该双路加法 器同时接收变频模块输出的模拟基带信号I (t)并将粗调后的模拟基带信号I’ (t)输出到 低通及模数转换模块。上述直流分量粗调处理的精度受限于N的数值，即反馈模块的位宽。本装置结合 模拟和数字直流分量消除的方法的优点，通过在模拟域执行粗调以消除大部分直流分量， 数字域执行精细以消除残余直流分量，通过在模拟域降低数字模拟转换器件的进度要求从
12而实现成本效果的最优化。第三步、低通及模数转换模块对粗调后的模拟基带信号I’ (t)和Q’ (t)进行滤 波、增益控制以及模数转换处理并输出I、Q两路基带数字信号至数字信号处理模块的第三 积分器。由于本实施例所述反馈模块包括两个并联的双路数字模拟转换器，其中，第二数字 模拟转换器的输出端与低通及模数转换模块的控制端相连接，因此以Q路为例，以下步骤 3. 1)-3. 3)为I、Q两路增益控制粗调处理步骤3. 1)以Q路为例当低通及模数转换模块输出至数字信号处理器的第一积分器 的基带数字信号为Q(n)，则该基带数字信号的幅度为AQ(n) = |Q(n) |，功率为PQ(n)= Q(n)*Q(n)，由第一积分器进行积分运算后得到平均后的信号幅度AQA(m) =Σ |Q(n)|/N及 PqaOII) =Σ (Q(n)*Q(n))/N，其中N是单位时间内的采样点总数，m是统计的组数，第一积分 器输出幅度差值或功率差值至第一环路滤波器以滤除高频分量并进一步得到幅度平均值 或功率平均值，其中幅度差值A_ (m) =Aqa(m)-AK，功率差值PQAD(m) = Pqa(HI)-Pe, Ak为预 设幅度值，Pe为预设功率值，幅度平均值AqadmOii)，功率平均值PqadmOII)；3. 2)第一环路滤波器将幅度平均值或功率平均值输出至模拟域中反馈模块的第 二数字模拟转换器并完成从数字信号到模拟信号的转换，得到模拟控制信号U_M(t)，具体 如下Uqadm (t) = (AQADM(m)+2") *M/(2l-1)或者队應⑴=(P_(m)+2M) *M/(2L_1)其中幅度差值々_011)或功率差值？_(111)的值与Q路基带数字信号电平Aq(η) 成正比且代表Q路基带数字信号的平均幅度及平均功率，因此UQADM(t)与AqadmOii)或者 Pqadm(πι)的转换关系取决于信号Aqadm(m)或者？_(!11)的比特位宽L，和器件的范围，即0_M 伏特。3. 3)数字模拟转换器将模拟控制信号U_(t)输出至低通及模数转换模块的控制 端，实现在模拟域的Q路增益差预处理。所述的I、Q两路增益粗调处理的精度受限于L的数值，而L其实就是模拟域中第 二数字模拟转换器件的位宽，增加L的值固然可以得到更精细的控制步长，但是也同时大 大增加了芯片成本和耗电量，在达到同样精度增益控制的时候，所需增加的边际成本是远 远高于在数字域用数字信号处理方式进行。本装置提出的最独特的想法，就是结合模拟和 数字I、Q增益控制的方法的优点，在模拟域只做粗略的、大致的I、Q增益差消除，把精细的 处理留在数字域进行。因此这里的数字模拟转换器件可以是简单的、低比特的电压控制数 模转换器，或者是一个简单的Σ数模转换器，还可以是一个简单的脉宽调制单比特数 模转换器。这个数模转换器的精度要求因为存在数字域精细的I、Q幅度功率细调滤波器的 原因而被大大降低。第四步、数字信号处理模块对I、Q两路基带数字信号进行直流分量细调处理以及 I、Q两路幅度功率细调处理，由于本实施例所述反馈模块包括两个并联的双路数字模拟转 换器，所以相应在数字信号处理模块也对应有两个细调处理模块。其中直流分量消除细调 处理具体步骤为a. 1) -a. 2)，I、Q两路幅度功率细调处理具体步骤如b. 1) _b. 2)。两个细调 处理模块的次序可以互换，都在本装置的保护范围内。a. 1)直流分量消除细调处理，以Q路为例数字信号处理模块第三积分器收到基 带数字信号Q’ (η)后得到残余的直流分量I’ Q = Σ Q’(η)，由第三环路滤波器滤除高频分量得到数字基带信号平均值I’ qa(H)；a. 2)将数字基带信号平均值Fqa(I1)输出至第二加法器的输入端并与基带数字信 号Q’(η)相减得到精调后的数字基带信号Q”(n) =Q' (η) _1 ’ QA(n)，从而完成对Q路直流 分量消除细调处理。b. 1)1、Q两路幅度功率细调处理，以Q路为例，直流分量消除细调滤波器输出经 过了直流消除和I、Q幅度差粗调后的Q路信号，记为Q’(η)，经过第一乘法器后信号记为 Qs' (η)，输出至第二幅度功率计算器，得到信号Qs，(η)的幅值为AQS(n) = Qs' (η)或者 功率PQS(n) =Qs' (n)*Qs’(η)，并输出至第四积分器得到平均后的信号幅度Aqsa(m)或功率 Pqsa(m)。其中乘法器的输出Qs’ (η) =Q' (η)*S，其中S来自第四环路滤波器输出的平均 值控制信号；b. 2)第四积分器将平均后的信号幅度AqsaOii)与预设的幅度值Ak相减或将平均后 的信号功率Pqsa(HI)与预设的功率值&相减，并将差值Aqsad(HI)或？_(111)输出至第四环路滤 波器以滤除高频分量，使进一步得到平均值控制信号S并输出至第一乘法器，从而完成对Q 路增益的细调控制。其中平均后的信号幅度为Aqsa(HI) =Σ |Qs’ (η) Ι/Ν，平均后的信号功率为Pqsa(m) =Σ (Qs，(n)*Qs，(η))/N，N是单位时间内的采样点总数，m是计算的组数。以上是通过双路调节增益完成数字部分的I/Q增益自动控制处理。事实上还可以 通过单路调节完成。假设进入数字域的信号因为经过了模拟域内直流分量去除粗调处理以 及I/Q两路增益粗调调节，则可以假设除了残余的直流分量和增益差，I/Q两路数据已经位 于比较理想的状态(电平值、直流分量等)，则此时可以将上面过程中得到的Q路第四积分 器的输出Pqsa(HI)或者Aqsa(HI)与对应的I路第四积分器的输出PISA(m)或者Aisa(HI)相减，得 到I/Q的平均幅度差或者功率差，再送到一环路滤波器中进行进一步平均，平均后的值送 到I路或者Q路的第一乘法器中，完成增益差调制。这样的方式比起双路调节节省了一个 乘法器、两个减法器和一个积分器，通过反馈收敛的过程，也能得到I/Q幅度差精细调整的 目的，但是不能同时对两路信号的增益进行修正。然而这属于本装置的处理结构之一。图6是幅度相位差带来镜像频谱抑制对照图，如图6所示，横坐标表示I/Q两路相 位不匹配度，单位为度，从左到右表示I/Q两路相位差增大；纵坐标表示I/Q两路相位不匹 配度，单位为分贝，从下到上表示I/Q两路幅度差增大。不同曲线表示在横、纵坐标表示的 相位、幅度不匹配程度下，直接变频中有效频谱对镜像频谱的抑制，数字越高，表示有效频 谱的带肩越高，镜像频谱带肩越低，从而整体信号质量越好。如图所示，当相位误差小于0.1 度，幅度误差小于0. OldB,镜像频谱带肩抑制大于60dB。本方法通过数字信号处理，精细计算I/Q两路幅度或者功率并反馈到模拟域，用 模拟器件完成大部分增益差调整。举例来说，假设使用较低的如6比特模拟数字转换器，那 么经过第一步预处理后残留I/Q增益差将只有0. 13分贝，已经可以送到模拟数字转换器进 行下一步处理。第二步数字域内对残留I/Q增益差的处理，由于逻辑单元的增加在目前大 规模门电路的应用下可以忽略不计，因此其精度更是只受限于输入有效信号的比特位宽。 举例来说如使用的双8比特模拟数字转换器(ADC)，则残留I/Q增益差只有0. 03分贝，使用 双10比特模拟数字转换器(ADC)，则残留I/Q增益差将只有0. 008分贝。同理，本装置通过数字信号处理精细计算直流分量并反馈到模拟域，用模拟器件完成大部分直流消除。一般在消除之前载波泄露导致的直流分量比有效数据高几十分贝， 而假设使用较低的如6比特模拟数字转换器，那么经过粗调处理后残留直流将比有效数据 低15分贝以上，也就是直流分量是矫正之前的约几万分之一。数字域内对残留直流分量的 细调处理，由于逻辑单元的增加在目前大规模门电路的应用下可以忽略不计，因此其精度 更是只受限于有效信号的比特位宽。当采用双10比特模拟数字转换器(ADC)用于本装置 时，每路的残余直流分量将比有效数据低27分贝以上。 本装置既可以同时对直接变频调谐器中的I/Q增益差和直流分量进行检测、控制 和消除，也可以仅单独对其中任何一项进行检测、控制和消除，通过独特的数字、模拟混合 处理结构，利用反馈控制的原理完成I/Q增益差和直流分量的消除。
权利要求
一种数模混合自动增益控制系统，包括位于模拟域的放大接收模块、变频模块、低通及模数转换模块、反馈模块以及位于数字域的数字处理模块，其中位于模拟域的放大接收模块的输入端接收射频输入信号并将放大后的射频输入信号输出至变频模块，变频模块输出模拟基带信号且与低通及模数转换模块的输入端连接，低通及模数转换模块的输入端接收模拟基带信号与反馈模块输出的模拟控制信号并输出基带数字信号至位于数字域的数字处理模块，反馈模块的输入端与数字处理模块的控制端相连接并接收数字控制信号，反馈模块的输出端分别与低通及模数转换模块的输入端以及低通及模数转换模块的控制端相连接以输出模拟控制信号，其特征在于所述的反馈模块为以下三种结构中的任意一种a)一个双路数字模拟转换器，其输入端和输出端分别与数字处理模块的控制端和低通及模数转换模块的输入端相连接；b)一个双路数字模拟转换器，其输入端和输出端分别与数字处理模块的控制端和低通及模数转换模块的控制端相连接；c)两个并联的双路数字模拟转换器，其中第一数字模拟转换器的输出端与低通及模数转换模块的输入端相连接，第二数字模拟转换器的输出端与低通及模数转换模块的控制端相连接。
2.根据权利要求1所述的数模混合自动增益控制系统，其特征是，所述的数字处理模 块包括幅度功率粗调控制信号生成器、直流分量消除粗调控制信号生成器、直流分量消除 细调滤波器以及幅度功率细调滤波器，其中幅度功率粗调控制信号生成器的输入端、直流 分量消除粗调控制信号生成器的输入端以及直流分量消除细调滤波器的输入端均与低通 及模数转换模块的输出端相连接以接收基带数字信号，幅度功率粗调控制信号生成器的输 出端、直流分量消除粗调控制信号生成器的输出端分别与反馈模块相连接，直流分量消除 细调滤波器的输出端与幅度功率细调滤波器相连接，并由幅度功率细调滤波器输出经过直 流分量消除和幅度功率细调的数字基带信号。
3.根据权利要求2所述的数模混合自动增益控制系统，其特征是，所述的幅度功率粗 调控制信号生成器包括第一幅度功率计算器、第一积分器、第一减法器以及第一环路滤波 器，其中第一幅度功率计算器接收低通及模数转换模块输出的基带数字I/Q信号，分别计 算出I/Q信号的幅度或者功率，然后经过第一积分器后得到平均后的幅度或者功率，与预 设的参考幅度或者功率值在第一减法器做相减，差值送到第一环路滤波器后，输出送到反 馈模块的第二数字模拟转换器以产生相应的模拟控制信号。
4.根据权利要求2所述的数模混合自动增益控制系统，其特征是，所述的直流分量消 除粗调滤波器包括第二积分器、第二环路滤波器，其中第二积分器的输入端与低通及模 数转换模块的输出端相连接并接收基带数字I/Q信号，第二积分器的输出端与第二环路滤 波器相连接并输出平均直流分量，第二环路滤波器的输出端与反馈模块的第一数字模拟转 换器相连接并输出粗调数字信号，第一数字模拟转换器输出相应的模拟控制信号。
5.根据权利要求2所述的数模混合自动增益控制系统，其特征是，所述的直流分量消 除细调滤波器包括第二加法器、第三积分器、第三环路滤波器，其中第二加法器分别与 低通及模数转换模块的输出端相连接并接收基带数字I/Q信号，以及与第三环路滤波器的输出端相连接并接收控制信号，第二加法器的输出端与幅度功率细调滤波器以及第三积分 器相连接并输出消除直流分量的基带数字I/Q信号，第三积分器将平均后残留的直流分量 输出至第三环路滤波器。
6.根据权利要求2所述的数模混合自动增益控制系统，其特征是，所述的幅度功率细 调滤波器装置包括第一乘法器、第二幅度功率计算器、第四积分器、第二减法器以及第四 环路滤波器，其中第一乘法器分别与直流分量消除细调滤波器的输出端以及第四环路滤 波器的输出端相连接以接收控制信号，第一乘法器的输出端将调整幅度后的I/Q两路信号 输出至数字信号处理器和第二幅度功率计算器，第二幅度功率计算器分别计算出I/Q两路 信号的幅度或者功率后输出至第四积分器得到平均幅度或平均功率，第四积分器将平均幅 度或平均功率与预设值通过第二减法器相减得到的差值输出至第四环路滤波器的输入端。
7.一种根据权利要求1所述的数模混合自动增益控制系统，其特征在于，包括以下步骤第一步、频率为Wn的模拟域射频输入信号Y经过放大接收模块后放大为Y’ = Y*A并 输出至变频模块，其中A是放大接收模块的增益；然后由变频模块在模拟域中分别用频率 为Wn的本振信号的0度相位与90度相位和Y’进行变频，得到I、Q两路模拟基带信号I⑴ 和Q(t)，其中t为时间标尺，I (t)和Q(t)代表每一时刻的模拟基带信号；第二步，对模拟基带信号I (t)和Q(t)进行模拟域的直流分量粗调处理，得到粗调后的 模拟基带信号I’⑴和Q’⑴；第三步、低通及模数转换模块对直流分量去除粗调处理后的模拟基带信号I’ (t)和 Q’ (t)进行滤波、I、Q增益控制粗调处理以及模数转换处理并输出I、Q两路基带数字信号 至数字信号处理模块；第四步、数字信号处理模块对I、Q两路基带数字信号进行直流分量细调处理和I、Q幅 度功率细调处理，从而完成数模混合直流分量消除以及I、Q两路自动增益控制。
8.根据权利要求7所述的数模混合自动增益控制系统，其特征是，所述的第二步、第三 步具体如下a)当所述反馈模块为一个双路数字模拟转换器且其输入端和输出端分别与数字处理 模块的控制端和低通及模数转换模块的输入端相连接时a. 1)以Q路为例首先通过数字域中的数字信号处理器的第二积分器对来自低通及模 数转换模块的基带数字I/Q信号进行积分运算，以Q路为例，低通及模数转换模块输出的基 带数字信号为Q(η)，则Iq = Σ Q(n)，其中η为采样点标号，I (η)和Q(n)代表每一采样点的 数字基带信号，得到Q路直流分量IQ(n)后送到第二环路滤波器以滤除高频分量并进一步 得到平均值Iqa (η)，以Iqa(η)作为数字控制信号，该数字控制信号的值与其包含的直流分量 的值成正比，它代表的是输入基带数字信号的平均直流分量；a. 2)然后将数字控制信号Iqa(η)发送至位于模拟域中的反馈模块内的第一数字模拟 转换器并得到模拟基带信号平均值Iqa (t)，IqaW与Iqa (η)的转换关系满足 Iqa (t) = (IQA (η)+2^)^/(2^1), 其中Ν为信号比特宽度，M为器件范围，单位为伏特；a. 3)最后将模拟基带信号平均值Iqa(t)输出至模拟域的双路加法器，该双路加法器同 时接收变频模块输出的模拟基带信号I (t)并将粗调后的模拟基带信号I’ (t)输出到低通及模数转换模块；b)当所述反馈模块为一个双路数字模拟转换器且其输入端和输出端分别与数字处理 模块的控制端和低通及模数转换模块的控制端相连接时b. 1)以Q路为例当低通及模数转换模块输出至数字信号处理器的第一积分器的基带 数字信号为Q(n)，则该基带数字信号的幅度为Aq (n) = | Q(n) |，功率为PQ(n) =Q(n)*Q(n)， 由第一积分器进行积分运算后得到平均后的信号幅度AQA(m) =Σ I Q(η) I/N及PQA(m)= Σ (Q(n)*Q(n))/N，其中N是单位时间内的采样点总数，m是统计的组数，第一积分器输出幅 度差值或功率差值至第一环路滤波器以滤除高频分量并进一步得到幅度平均值或功率平 均值，其中幅度差值AqadOII) =Aqa(m)-AK，功率差值Pqad(HI) =Pqa(HI)-Pk, Ak*预设幅度值， Pr为预设功率值，幅度平均值Aqadm (m)，功率平均值P_ (m)；b. 2)第一环路滤波器将幅度平均值或功率平均值输出至模拟域中反馈模块的第二数 字模拟转换器并完成从数字信号到模拟信号的转换，得到模拟控制信号υ,Μα)，具体如 下U_(t) = (Aqadm (m)+2L-1)*M/(2L~l)或= (P_(m)*M/(2L_1)其中幅度差值々_011)或功率差值？_(111)的值与Q路基带数字信号电平Aq(η)成正 比且代表Q路基带数字信号的平均幅度及平均功率，因与Aqadm(HI)或者？_(!11) 的转换关系取决于信号Aqadm(HI)或者？_(!11)的比特位宽L，和器件的范围，即O-M伏特；b. 3)数字模拟转换器将模拟控制信号U_(t)输出至低通及模数转换模块的控制端， 实现在模拟域的Q路增益差预处理；c)当所述反馈模块为两个并联的双路数字模拟转换器且第一数字模拟转换器的输出 端与低通及模数转换模块的输入端相连接，第二数字模拟转换器的输出端与低通及模数转 换模块的控制端相连接时，则同时执行上述步骤a. 1)-步骤a. 3以及步骤b. 1)-步骤b. 3)。
9.根据权利要求7所述的数模混合自动增益控制系统，其特征是，所述的第四步具体为a)当所述反馈模块为一个双路数字模拟转换器且其输入端和输出端分别与数字处理 模块的控制端和低通及模数转换模块的输入端相连接时a. 1)直流分量消除细调处理，以Q路为例数字信号处理模块第三积分器收到基带数 字信号Q’ (η)后得到残余的直流分量I’ Q = Σ Q’(η)，由第三环路滤波器滤除高频分量得 到数字基带信号平均值FqaOO ；a.2)将数字基带信号平均值I’ ^(n)输出至第二加法器的输入端并与基带数字信号 Q，(η)相减得到精调后的数字基带信号Q”(n) =Q' (n)_I’ QA(n)，从而完成对Q路直流分 量消除细调处理；b)当所述反馈模块为一个双路数字模拟转换器且其输入端和输出端分别与数字处理 模块的控制端和低通及模数转换模块的控制端相连接时b.1)I、Q两路幅度功率细调处理，以Q路为例，直流分量消除细调滤波器输出经过了直 流消除和I、Q幅度差粗调后的Q路信号，记为Q’(η)，经过第一乘法器后信号记为Qs ’ (η), 输出至第二幅度功率计算器，得到信号Qs’(η)的幅值为Aqs (η) = Qs'(η) |或者功率Pqs (η) = Qs' (n)*Qs’(η)，并输出至第四积分器得到平均后的信号幅度AqsaOII)或功率Pqsa(m)，其 中乘法器的输出Qs’ (η) = Q’(n)*S，其中S来自第四环路滤波器输出的平均值控制信号；b. 2)第四积分器将平均后的信号幅度Aqsa(HI)与预设的幅度值Ak相减或将平均后的信 号功率Pqsa(m)与预设的功率值Pk相减，并将差值AqsadOII)或？_(111)输出至第四环路滤波 器以滤除高频分量，使进一步得到平均值控制信号S并输出至第一乘法器，从而完成对Q路 增益的细调控制，其中平均后的信号幅度为AqsaOII) =Σ |Qs’(η) I/N，平均后的信号功率 为PQSA(m) =Σ (Qs，(n)*Qs，(η))/N，N是单位时间内的采样点总数，m是计算的组数;c)当所述反馈模块为两个并联的双路数字模拟转换器且第一数字模拟转换器的输出 端与低通及模数转换模块的输入端相连接，第二数字模拟转换器的输出端与低通及模数转 换模块的控制端相连接时，则可执行上述步骤a. 1)-步骤a. 3以及步骤b. 1)-步骤b. 3),a 组步骤和b组步骤的两组之间的先后次序可换。
全文摘要
一种数字信号处理技术领域的用于直接变频调谐器的数模混合自动增益控制系统及其控制方法，包括位于模拟域的放大接收模块、变频模块、低通及模数转换模块和反馈模块以及位于数字域的数字处理模块。本发明模拟域中I/Q两路可变增益放大器的增益比较一致，从而经过模拟域初步处理后基带I/Q两路信号残余幅度差或者功率，以及残留的直流分量相当小，与现有技术相比集成芯片的尺寸结构简化，降低功耗，同时结合数字域高精度处理后，有效的消除直接变频调谐器中的直流分量以及I/Q幅度不均衡。其中模拟域中的可变增益放大器的跟踪速度和数字域中的AGC的控制带宽都可以在相当广泛的一个范围内进行适应调整，从而满足不同场合的应用。
文档编号H03G3/20GK101895266SQ20101023045
公开日2010年11月24日 申请日期2010年7月20日 优先权日2010年7月20日
发明者夏劲松, 宋伯炜, 李文华, 范莹莹 申请人:上海全波通信技术有限公司