专利名称：混频器电路、集成电路以及射频通信单元的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种混频器电路、集成电路装置以及包含该混频器电路和/或集成电路的一射频通信单元，本发明尤其应用于，但不限于一集成的、线性的、少电感的混频器电路中。
背景技术：
在射频(Radio Frequency,以下简称为RF)通信接收器领域，接收器前端 (front-end)电路的主要任务是处理天线接收的信号，以使后续接收器电路(举例而言，解调(demodulation)电路)对天线接收的信号的处理更容易，其中天线耦接至接收器前端电路。一般地，此类前端电路包含低噪声放大器(Low Noise Amplifier，以下简称为LNA)电路，用于放大已接收RF信号，以及混频器电路用于执行频率变换，将已放大RF信号变换为低频率的中频或者基带信号。然后，可对中频/基带信号滤波，以去除干扰(interfering) 信号等。因为混频器电路输出的中频或基带信号的频率一般远低于已接收RF信号的载波 (carrier)频率(fKF)，故接收链内的混频器电路以后的所有级，均运作于低频或者基带频率。此外，由于混频器电路之前的LNA电路或者混频器电路自身(若使用有源(active)混频器)提供的放大，混频器电路之后的信号电平(level)大于已接收RF信号的信号电平。 因此，此低频率/高信号电平特性允许使用多种电路技术来实施接收链内前端电路之后的各级。然而，由于已接收RF信号的高工作频率与低信号电平，仅仅少数电路技术可成功地实施于包含LNA电路与混频器电路的前端电路中。LNA提供的放大作用增大了混频器电路/装置的输入端的信号电平，以及因此降低了其抗噪声要求。然而，众所周知，完全整合的LNA选择性较差。其结果是，LNA不仅放大需要的信号成分，而且放大不需要的信号成分， 其中所述不需要的信号成分的频率接近于需要信号成分的频率。因此，LNA增益越高，对混频器电路线性(linearity)的要求越具有挑战性。由于接收器前端的混频器经常于三阶截止点(third order intercept point,以下简称为IP3)指标遇到瓶颈(bottleneck)，因此， 除二阶截止点(second order intercept point, IP2)外，IP3也为混频器电路的关键线性尺度之一。请参考图1，图1为现有技术的吉尔伯特正交混频器(Gi lbert quadrature mixer) 100形式的混频器电路拓扑(topology)的示意图。吉尔伯特正交混频器100包含一对吉尔伯特单元混频器(Gilbert cell mixer) 110与120。每个吉尔伯特单元混频器110、 120的输入级分别包含一跨导(transconductance)级115与125，用于将例如来自一前置 (preceding) LNA或滤波器的输入信号转换为信号电流。然后，所述信号电流被一组四晶体管130斩波(chopped)，该四晶体管130将信号电流的频率下转换(down-convert)为所需的中频或基带频率。吉尔伯特正交混频器100的输出以电流形式且一般地通过电阻/电容 (Resistor/Capacitor,以下简称为RC)负载(未示出)转换为电压，RC负载也运作为低通滤波器(low-pass filter)。此种现有技术的混频器设计存在两个较大限制。首先，混频器的线性度主要由输入跨导级115与125限制；其次，输出中存在晶体管130产生的闪烁噪声(flicker noise)。 对于第一个限制，适应于手提式装置(例如，移动电话听筒等)的电流消耗的好的混频器设计，要求输入参考IP3值小于大约OdBV。使用输入跨导级达不到这种严格的要求。对于上述指出的第二个限制，由于双极型晶体管(bipolar transistor)的闪烁噪声明显小于金属氧化物半导体场效晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors,以下简称为M0SFET)的闪烁噪声，故此限制对于双极型晶体管实施而言并不显著。然而，对于互补式金属氧化物半导体(Complementary Metal Oxide kmiconductor，以下简称为CMOS)， 输出中闪烁噪声的存在是一个值得注意的问题。从闪烁噪声方面考虑，双极型晶体管可能更适合于实施混频器电路，然而，高性能的双极型晶体管于其制造期间需要昂贵的处理步骤。因此，对于成本敏感的实施(例如，RF 通信接收器的前端电路内的实施)，如此高性能的双极型晶体管的制造过于昂贵。低成本的 CMOS制程可用于生产较低性能的双极型晶体管。然而，此种较低性能的双极型晶体管无法运作于现代RF通信接收器要求的千兆赫(Gigahertz)频率。由于CMOS晶体管(例如，M0SFET)的闪烁噪声与流入晶体管的漏极偏置电流 (drain bias current)成比例，因此为了克服吉尔伯特单元混频器中的CMOS应用的闪烁噪声问题，一种现有的方法为抑制流入开关晶体管的直流电流(Direct Current，以下简称为DC)。图2为现有的无源(passive)吉尔伯特型混频器200的示意图。其中，耦合电容 (coupling capacitors)洸0与开关晶体管230串联，混频器的输出端(output port)止于跨阻抗放大器(transimpedance amplifier) 240与250，该跨阻抗放大器240与250运作为低通滤波器。以此方式，耦合电容260保证无DC偏置电流流入开关晶体管230，从而显著降低混频器输出端的闪烁噪声的存在。跨阻抗放大器用于将开关晶体管230的源极/漏极电势(source/drain potential)保持在一已知电势。然而，由于此混频器设计仍然包含输入跨导级210、220，因此，奇次谐波失真(odd-order distortion)问题与较差线性问题仍然存在。为克服如图1所示的典型吉尔伯特单元混频器设计的闪烁噪声问题，图3为现有技术的另一方法的混频器电路300的示意图。图3的混频器电路300包含有源的两倍本振-本振OL0-L0)混频器，其中开关340直接连接至输入跨导级310，且开关340的频率锁定为两倍于输出晶体管330需要的LO频率。以此方式，输出晶体管330的闪烁噪声不会存在于混频器电路的输出。相反的，开关340的闪烁噪声确实存在于输出中，但作为可被抑制的普通模式(common mode)噪声而存在。然而，混频器电路300仍然包含输入跨导级310， 因此奇次谐波失真问题与较差线性问题仍然存在。图4为现有技术中又一实施例的混频器电路400的示意图。对于图1-3中所示的每一已知混频器电路，奇次谐波失真且特别是IP3主要受到输入跨导级的限制。在图4的混频器电路400中无输入跨导级，代替为通过电容410将开关晶体管直接连接于作为前置 LNA的负载的电感电容(inductor-capacitor，以下简称为LC)槽(tank) 420。重要的是，电容410为LC槽420的组成部分(constituent part)，而不仅仅用作耦合电容。以此方式， 其阻抗(impedance)与振幅(magnitude)均相对较大而且可于互相正交的I通道与Q通道之间提供一些隔离(isolation)。为降低跨阻抗放大器440的噪声较低，需要所述隔离。此外，并联共振(parallel resonance)以等于LC槽420的品质因数(quality factor)的倍数放大来自LNA的信号电流。与图1-3的混频器电路相较，由于混频器电路400的输入级仅包含无源成分，因此其线性仅受开关晶体管430与跨阻抗放大器的限制，故混频器电路400 的线性得以提高。图4的混频器电路400的问题为LC槽420要求包含一电感。在半导体制造制程中，包含电感等器件的模拟电路并不与数字电路以相同方式进行规模改进(scale with improvements)。因此，电感等模拟器件的存在，对于集成电路装置降低电路大小、封装 (footprint)等能力而言是相当大的负担。
发明内容
有鉴于此，为了试图减轻、缓和或消除上述现有技术中的一个或多个缺陷，或者缺陷的任意组合，本发明提供一种放大器电路、集成电路以及包含该放大器电路的射频通信单元。根据本发明的一实施例，提供一种混频器电路，包含输入级与频率转换级。输入级将在该混频器电路的输入接收到的一输入电压信号转换为至少一电流信号。频率转换级用于将该至少一电流信号的一信号成分自一输入频率转换为一输出频率。其中输入级包含至少一电阻，连接于混频器电路的输入与所述频率转换级的至少一开关元件之间，且所述至少一开关元件与至少一电阻配置为使得所述至少一开关元件包含一打开电阻，该打开电阻的电阻率小于与其连接的该至少一电阻的电阻率的一半。在这种方式下，依据本发明实施例的混频器电路配置能够使无电感混频器电路得以实现，该无电感的混频器电路具有良好的线性度，以及在相邻电路(例如前置LNA电路) 的接口提供低而良好的预设阻抗。其结果是，将此种混频器电路整合至作为大型片上系统的一部分(例如一集成片上RF接收器前端)的集成电路装置中的操作，可实现不使用电感或类似器件且不影响系统整合规模(scalability)。此外，不需要有源输入跨导级意味着通常在现有技术的混频器电路的输入跨导级消耗的功率可以在系统内的其他子方块中得以重新分配，例如，于RF接收器前端系统内的一前置LNA或一基带跨阻抗放大器。因此，包含此混频器电路的更低功率的整合系统电路是可实现的。依据本发明的一可选特性，上述输入级可用于在该混频器电路的该输入接收一差分输入电压信号，且用于将接收的该差分输入电压信号转换为至少一差分电流信号。此外， 上述频率转换级可包含至少一频率转换电路，该至少一频率转换电路的每一者包含两对交叉耦合开关元件，该至少一频率转换电路用于自该输入级接收该至少一差分电流信号且用于将该至少一差分电流信号的一信号成分自该输入频率转换为该输出频率。在此方式下， 该混频器电路可包含一差分混频器电路。依据本发明的一可选特性，上述输入级的至少一电阻可包含一 RC(电阻电容)网络，该RC网络用于于该频率转换级的该至少一开关元件的一开关频率的一奇次谐波处提供一传输零点。举例来说，该RC网络可包含一双T(Twin-T)RC网络电路。依据本发明的另一可选特性，上述输入级的该至少一电阻还可包含多个级联的电阻电容网络，用于于该频率转换级的该至少一开关元件的一开关频率的多个奇次谐波处提供传输零点。在此方式下，接收到的该输入信号该的多个奇次谐波处的不需要的信号成分可以藉由该传输零点得到拦截。依据本发明的一可选特性，上述输入级还可包含与该至少一电阻串联的至少一耦合电容。在此方式下，该至少一耦合电容可使混频器电路的运作电压以及一前端系统子区块，例如一 LNA电路的设置具有更好的灵活性。依据本发明的一可选特性，上述频率转换级可包含至少一吉尔伯特单元混频器电路。依据本发明的一可选特性，上述频率转换级可包含一同相频率转换电路与一正交频率转换电路。此外，该输入级可用于于该混频器电路的该输入接收该差分输入电压信号， 且用于将接收到的该差分输入电压信号转换为用于该同相频率转换电路的第一差分电流信号与用于该正交频率转换电路的第二差分电流信号。依据本发明的一可选特性，上述混频器电路可包含多个输入，用于从多个信号通道接收多个输入电压信号，每个该输入可选地耦接至一输入级，该输入级用于将从各输入接收到的该输入电压信号转换为一电流信号。一频率转换级可用于将该各个电流信号的信号成分自一输入频率转换为一输出频率。该混频器电路还可用于在上述多个频率转换级的多个输出的一跨导倒数虚拟地处将该多个信号通道进行重组。在此方式下，上述多个前置 LNA电路及其各自的混频器电路输入之间的物理互连可以较短，从而产生很小的寄生电容， 以及降低噪声选取而带来的风险。其结果是，与传统的通道重组的方法相比，这样的设置明显地更加有益于无电感接收器的设计。通过在频率转换级的输出的跨阻抗虚拟地处重组通道，被重组的信号包含更低的中频或基频。如此，该信号可经过更远距离，而且仅有较小性能下降的风险。依据本发明的一可选特性，上述输入级可包含至少一中间开关元件，连接在该输入级的该至少一电阻与该频率转换级的该至少一开关元件之间，该至少一中间开关元件用于锁定于一频率，该频率至少两倍于该频率转换级的该至少一开关元件的频率。在此方式下，上述出现在混频器电路的输出处的频率转换级开关元件的闪烁噪声可以得到减缓。依据本发明的一可选特性，上述混频器电路可作为一宽带射频前端电路的一部分。本发明的上述可选特性可以通过任何可行的方式进行组合。根据本发明的另一实施例，提供一种集成电路装置包含上述的混频器电路。根据本发明的又一实施例，提供一种射频通信单元包含上述的混频器电路。下面将参考下述各实施例对本发明的上述以及其他方面进行清楚的阐述。
本发明的各具体实施例将通过下述附图进行更详细说明。附图中各示例元件仅用于使本发明更简单及清楚，而并非用于限定其规模。例如各附图中出现的符号说明是为了更容易理解本发明。图1为现有的吉尔伯特正交混频器形式的混频器电路拓扑的示意图；图2为现有的无源吉尔伯特型混频器的示意图；图3为现有技术的另一方法的混频器电路的示意图4为现有技术中又一实施例的混频器电路的示意图；图5为本发明RF通信单元的一实施例的结构示意图；图6为本发明前端电路的一实施例的结构示意图；图7为本发明混频器电路的一实施例的简单结构示意图；图8为根据本发明另一实施例的混频器电路的结构示意图；图9为根据本发明又一实施例的混频器电路的结构示意图；图10为根据本发明实施例的开关控制信号的示意图；图11为本发明的输入级的一实施例的结构示意图。
具体实施例方式下文以RF通信接收器前端混频器电路为例描述本发明的实施例。然而，本领域技术人员应可理解本文描述的本发明的精神可实施于任一类型的混频器电路中。在各种应用中，采取依下文中描述的实施例的混频器电路可对已接收信号更有效地执行频率变换，而不带来通常由输入跨导级引入的失真，并且不需要片上(on-chip)电感线圈(coil)或者类似器件。以此方式，此种混频器电路具有更高的扩展性(scalability)，并可在其自身与其他集成片上子方块(sub-blocks)(例如，前置LNA子方块)的接口(interface)提供更低更好的预设阻抗。请参考图5，图5为本发明RF通信单元的一实施例的结构示意图，其中RF通信单元有时也指蜂窝通信(cellular communication)环境中移动用户(Mobile Subscriber, MS)单元或者第3代合作伙伴计划(3rd Generation Partnership Pro ject, 3GPP)通信系统中的用户设备(User Equipment, UE)。RF通信单元500包含天线502，该天线502可选地耦接至双重过滤器(duplex filter)/天线开关(antenna switch) 504，以在RF通信单元 500的接收与发送(transmit)链之间提供隔离。接收链包含接收器前端电路506，接收器前端电路506包含一带通滤波器 (band-pass filter)，一低噪声放大器(low noise amplifier，下文简称 LNA)以及一混频器电路，以用于在下文描述的实施例中有效地提供接收、滤波以及中频或基带的频率转换。 接收器前端电路506串联耦接至信号处理模块508。信号处理模块508的输出被提供至一合适的输出装置510，例如一屏幕(screen)或平板显示器(flat panel display)。接收链还包括耦接至控制器514的接收信号强度指示器(Received Signal Strength hdicator，以下简称为RSSI)电路512，该控制器514用于提供对所有用户单元的控制。因此控制器514 可从已恢复的信息中接收位误码率(Bit Error Rate，BER)或误帧率(Frame Error Rate, FER)数据。控制器514还耦接至接收器前端电路506与信号处理模块508，其中信号处理模块508通常由数字信号处理器(Digital Signal ProcessonDSP) 530予以实现。控制器 514还耦接至存储器装置516，存储器装置516选择性储存操作规程(operating regime)， 例如解码/编码功能、同步方式(synchronisation pattern)、码序列(code sequence)、 RSSI数据等。定时器(timer) 518耦接至控制器514，以控制RF通信单元500内各操作(随时间变化信号的发送或接收)的时序。至于发送链，大体上包括一输入装置520，例如小键盘(keypad)，通过发送器/调 $[1 - (transmitter/modulation circuitry) 522(power amplifier) 524串联耦接至天线502。发送器/调制电路还包括本实施例的混频器电路，该混频器电路将基带发送信号上转换为RF信号，以由功率放大器5M放大并自天线502发送出去 (radiating) 0发送链中的信号处理模块508可采用不同于接收链中的处理器实现。此外，如图5所示，信号处理模块508可用于处理发送与接收信号两者。具体地，RF通信单元 500内的各种器件可通过分离(discrete)或整合的方式予以实现，具有仅仅用于特定应用 (application-specific)或设计选择的最好(ultimate)结构。请参考图6，图6为本发明前端电路600的一实施例的结构示意图。前端电路600 例如可用于实现图5中的RF通信单元500的宽带前端电路506。前端电路600包含用于放大已接收RF信号的LNA 610，举例而言，已接收RF信号可为RF通信单元500的天线502 接收的信号。前端电路600还包含混频器电路620，用于执行频率变换，将LNA 610输出的已放大信号转换为较低频率的中频或者基频信号。然后，由中频/基频电路630对来自混频器电路620输出的中频/基频信号执行基带放大与滤波等操作。请参考图7，图7为本发明混频器电路的一实施例700的简单结构示意图。混频器电路700用于将已接收信号的输入频率变换为输出频率，例如可用于实现图6的混频器电路620。举例而言，对于混频器设置于RF接收器前端电路内的情形，混频器电路700可用于将已接收信号的RF频率变换为中频或者基频频率。如图所示，混频器电路700设置于集成电路装置702内。混频器电路700包含一输入级710，用于将一于混频器电路的输入705接收的输入电压信号转换为至少一电流信号；以及一频率转换级720，用于将所述至少一电流信号的信号成分从输入频率转换为输出频率。例如如图7所示，输入级710用于从混频器电路的输入705接收差分(differential)输入电压信号，以及将已接收差分输入电压信号转换为至少一差分电流信号。此外，图7的混频器电路700用于输出同相αη-phase，I)信号成分745与正交(Quadrature，Q)信号成分755。因此，频率转换级包含位于混频器电路 700的同相通道740的第一频率转换电路与位于混频器电路700的正交通道750的第二频率转换电路。请注意，本发明并不限于差分混频器的实施方式，同时还可应用于单平衡混频器(single balanced mixer)的实施方式中。此外，本发明并不限于实施于复数混频器 (complex(I/Q)mixer)的方式中。每一频率转换电路包含两对交错耦合(cross-coupled)开关元件722与724。更特别地，图7所示的混频器电路中的每一频率转换电路包含一吉尔伯特单元混频器电路。 此外，图7所示的输入级710用于将已接收差分输入电压信号转换为第一同相差分电流信号与第二正交差分电流信号。因此，每一频率转换电路用于从输入级710接收相应的差分电流信号，且用于将至少一差分电流信号的信号成分从输入频率(举例而言，RF频率)转换为输出频率(举例而言，基频或中频频率)。藉由依据一开关信号通过开关元件722与724 对已接收电流信号进行斩波处理，每一频率转换电路将各自的电流信号从输入频率转换为输出频率。对于图示的实施例，开关信号藉由反相(opposing) LO信号723与725来提供，其中LO信号723与725 (例如，彼此相差180度的LO信号)分别提供至开关元件722与7M 的栅极端(terminal)。于此实施例中，输入级710包含连接于混频器电路的输入705与频率转换级720 的至少一开关元件之间的至少一电阻。如图7所示的实施例，输入级包含第一对电阻712与第二对电阻714。第一对电阻712的每一电阻连接于混频器电路的输入705与同相通道 740的频率转换电路内的一对交叉耦合开关元件722与7M之间，第二对电阻714中的每一电阻连接于混频器电路的输入705与正交通道750的频率转换电路内的一对交叉耦合开关元件722与7M之间。以此方式，第一对电阻712用于为同相通道740的频率转换电路提供第一差分电流信号，而第二对电阻714用于为正交通道750的频率转换电路提供第二差分电流信号。频率转换级720的开关元件(如图7所示的包含同相通道740的频率转换电路内的两对交错耦合开关元件722与724以及正交通道750的频率转换电路内的两对交叉耦合开关元件722与724)与输入级710的电阻712与714配置如上述，使得频率转换级的开关元件722与7M包含一“打开”(turn-on)电阻(即开关元件打开或切换为“打开”时，电流可从其流过的电阻)。“打开”电阻的电阻率以至少一倍数(factor)小于其分别连接的输入电阻712与714的电阻率。利用一阶近似(first order approximation)，由MOSFET实现的混频器的混频器核心开关的“打开”电阻(RON)可表述为
「0050权利要求
1.一种混频器电路，包含一输入级，用于将在该混频器电路的一输入接收到的一输入电压信号转换为至少一电流信号；以及一频率转换级，包含至少一开关元件，用于将该至少一电流信号的一信号成分自一输入频率转换为一输出频率；其中该输入级包含至少一电阻，连接在该混频器电路的该输入与该至少一开关元件之间，且该至少一开关元件与该至少一电阻配置为使得该至少一开关元件包含一打开电阻， 其中该打开电阻的电阻率小于与其连接的该至少一电阻的电阻率的一半。
2.如权利要求1所述的混频器电路，其中该输入级用于在该混频器电路的该输入接收一差分输入电压信号，且用于将接收的该差分输入电压信号转换为至少一差分电流信号。
3.如权利要求1所述的混频器电路，其中该输入级的至少一电阻包含电阻电容网络， 该电阻电容网络用于于该频率转换级的该至少一开关元件的一开关频率的一奇次谐波处提供一传输零点。
4.如权利要求3所述的混频器电路，其中该电阻电容网络包含一双T电阻电容滤波电路。
5.如权利要求1所述的混频器电路，其中该输入级的该至少一电阻包含多个级联的电阻电容网络，用于于该频率转换级的该至少一开关元件的一开关频率的多个奇次谐波处提供传输零点。
6.如权利要求1所述的混频器电路，其中该输入级还包含与该至少一电阻串联的至少一耦合电容。
7.如权利要求2所述的混频器电路，其中该频率转换级包含至少一频率转换电路，该至少一频率转换电路的每一者包含两对交叉耦合开关元件，该至少一频率转换电路用于自该输入级接收该至少一差分电流信号且用于将该至少一差分电流信号的一信号成分自该输入频率转换为该输出频率。
8.如权利要求7所述的混频器电路，其中该频率转换级包含至少一吉尔伯特单元混频器电路。
9.如权利要求7所述的混频器电路，其中该频率转换级包含一同相频率转换电路与一正交频率转换电路。
10.如权利要求9所述的混频器电路，其中该输入级用于于该混频器电路的该输入接收该差分输入电压信号，且用于将接收到的该差分输入电压信号转换为用于该同相频率转换电路的第一差分电流信号与用于该正交频率转换电路的第二差分电流信号。
11.如权利要求1所述的混频器电路，其中该输入级包含至少一中间开关元件，连接在该输入级的该至少一电阻与该频率转换级的该至少一开关元件之间，该至少一中间开关元件用于锁定于一频率，该频率至少两倍于该频率转换级的该至少一开关元件的频率。
12.—种集成电路装置，包含 一混频器电路，该混频器电路包含一输入级，用于将在该混频器电路的一输入接收到的一输入电压信号转换为至少一电流信号；以及一频率转换级，包含至少一开关元件，用于将该至少一电流信号的一信号成分自一输入频率转换为一输出频率；其中该输入级包含至少一电阻，连接在该混频器电路的该输入与该至少一开关元件之间，以及该至少一开关元件与该至少一电阻配置为使得该至少一开关元件包含一打开电阻，其中该打开电阻的电阻率小于与其连接的该至少一电阻的电阻率的一半。
13.如权利要求12所述的集成电路装置，其中该输入级用于在该混频器电路的该输入接收一差分输入电压信号，且用于将接收的该差分输入电压信号转换为至少一差分电流信号。
14.如权利要求12所述的集成电路装置，其中该输入级的至少一电阻包含电阻电容网络，该电阻电容网络用于于该频率转换级的该至少一开关元件的一开关频率的一奇次谐波处提供一传输零点。
15.如权利要求12所述的集成电路装置，其中该输入级还包含与该至少一电阻串联的至少一耦合电容。
16.如权利要求13所述的集成电路装置，其中该频率转换级包含至少一频率转换电路，该至少一频率转换电路的每一者包含两对交叉耦合开关元件，该至少一频率转换电路用于自该输入级接收该至少一差分电流信号且用于将该至少一差分电流信号的一信号成分自该输入频率转换为该输出频率。
17.一种射频通信单元，包含一混频器电路，该混频器电路包含一输入级，用于将在该混频器电路的一输入接收到的一输入电压信号转换为至少一电流信号；以及一频率转换级，包含至少一开关元件，用于将该至少一电流信号的一信号成分自一输入频率转换为一输出频率；其中该输入级包含至少一电阻，连接在该混频器电路的该输入与该至少一开关元件之间，以及该至少一开关元件与该至少一电阻配置为使得该至少一开关元件包含一打开电阻，其中该打开电阻的电阻率小于与其连接的该至少一电阻的电阻率的一半。
18.如权利要求17所述的射频通信单元，其中该输入级用于在该混频器电路的该输入接收一差分输入电压信号，且用于将接收的该差分输入电压信号转换为至少一差分电流信号。
19.如权利要求17所述的射频通信单元，其中该输入级的至少一电阻包含电阻电容网络，该电阻电容网络用于于该频率转换级的该至少一开关元件的一开关频率的一奇次谐波处提供一传输零点。
20.如权利要求17所述的射频通信单元，其中该输入级还包含与该至少一电阻串联的至少一耦合电容。
全文摘要
一种混频器电路，包含输入级与频率转换级。输入级将在混频器电路的输入接收的输入电压信号转换为至少一电流信号。频率转换级包含至少一开关元件，用于将该至少一电流信号的信号成分自输入频率转换为输出频率。其中输入级包含至少一电阻，连接于混频器电路的输入与至少一开关元件之间，且该至少一开关元件与至少一电阻配置为使得至少一开关元件包含打开电阻，其中该打开电阻的电阻率小于与其连接的该至少一电阻的电阻率的一半。
文档编号H03D7/16GK102498660SQ201080041394
公开日2012年6月13日 申请日期2010年7月28日 优先权日2009年9月16日
发明者费得黎各·亚历山卓·菲布里奥·贝佛 申请人:联发科技(新加坡)私人有限公司