动态范围压缩电路和d类放大器的制作方法

专利名称：动态范围压缩电路和d类放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及适合于对音频信号进行动态范围压缩的动态范围压缩电路和包括该动态范围压缩电路的D类放大器。
背景技术：
音频设备经常使用动态范围压缩技术来用于使得收听者能够容易地听到来自扬声器的具有宽动态范围的输入音频信号的再现声音。动态范围压缩是通过下述方式来将具有宽动态范围的输入音频信号输出为具有在收听者可舒适地听到的范围中的声音的音量的再现声音的技术当放大和再现输入音频信号时，提高在输入音频信号的声音的音量较低的范围中的放大增益，并且降低在输入音频信号的声音的音量较高的范围中的高放大增益(例如，参见 JP-A-5-110362、JP-A-2005-302186 和 JP-A-2007-104407)。在现有技术中，将比输出限制电压VOLMT低预定电压的电压设置为阈值，该预定电压是用于防止在放大器的输出信号波形中产生削波(clip)的限制，并且在放大器的输出信号VO的幅度是阈值或更大的范围中，放大器的增益减小，以便执行动态范围压缩。 因此，在作为从在前一级的电路向放大器发送的输入信号的最大幅度的输入级最大电压 VIMAX较大的情况下，如图12A中所示，在放大器的输入信号VI的幅度达到输入级最大电压 VIMAX之前，放大器的输出信号VO的幅度达到输出限制电压V0LMT，使得在输入信号VI的幅度上的进一步的增大不会被反映为在输出信号VO的幅度上的增大。而且,在输入级最大电压VIMAX较低的情况下,如图12B中所示，即使放大器的输入信号VI达到输入级最大电压VIMAX，放大器的输出信号VO的幅度也变得低于输出限制电压V0LMT。

发明内容
考虑到上述情况而作出了本发明，并且本发明的目的是提供一种动态范围压缩电路和D类放大器，其中，所述动态范围压缩电路使得有可能利用放大单元可以输出的幅度范围的大部分，并且将在输入级最大电压范围中的输入信号的幅度上的改变反映到在输出信号的幅度上的改变，并且，所述D类放大器包括所述动态范围压缩电路。为了实现上面的目的，根据本发明，提供了一种动态范围压缩电路，包括衰减器，所述衰减器衰减在放大器中的预定节点处的信号，以降低所述放大器的增益；以及增益控制器,在具有与所述放大器的输入级最大电压相同的幅度的输入信号被输入到所述放大器内的情况下，所述增益控制器通过所述衰减器降低所述放大器的增益，使得所述放大器的输出信号的幅度变为任意的输出限制电压，而在所述放大器的输入信号的幅度小于所述输入级最大电压的情况下，所述增益控制器通过根据所述放大器的输入信号的幅度相对于所述输入级最大电压的减小，而降低所述衰减器的衰减程度，来提高所述放大器的增益。优选的是，所述增益控制器包括参考电压发生器，所述参考电压发生器通过根据所述输入信号的电压值以一分压比划分所述放大器的输入信号来产生参考电压；衰减控制器，如果通过以预定分压比划分所述放大器的输入信号而获得的电压超过所述参考值的话，所述衰减控制器控制所述衰减器来衰减在所述放大器中的所述预定节点处的所述信号，以便降低所述放大器的增益，以及所述参考电压发生器以一分压比划分所述放大器的输入信号，使得产生具有下述大小的所述参考电压在所述放大器的输入信号的幅度是所述放大器的所述输入级最大电压的情况下，将所述放大器的输出信号的幅度衰减为所述输出限制电压，而在所述放大器的输入信号的幅度小于所述输入级最大电压的情况下，根据所述放大器的输入信号的幅度相对于所述输入级最大电压的减小，来提高用于产生所述参考电压的所述分压比。优选的是，所述参考电压发生器包括第一和第二电压依赖的分压电路，所述第一电压依赖的分压电路包括第一和第二电阻器，所述第一和第二电阻器彼此串联，并且接收所述输入级最大电压；第一电压依赖的电阻器，所述第一电压依赖的电阻器具有依赖于控制电压并且根据在两端之间的电压上的降低而增大的电阻值，所述两端分别连接到在所述第一电阻器和所述第二电阻器之间的节点和另一个预定节点；以及控制器，所述控制器控制用于所述第一电压依赖的电阻器的所述控制电压，使得在所述第一电阻器和所述第二电阻器之间的所述节点处的电压变为输入限制电压，所述输入限制电压是用于向所述放大器输出所述输出限制电压的所述放大器的输入电压，并且，所述第二电压依赖的分压电路包括第三和第四电阻器，所述第三和第四电阻器彼此串联，并且接收所述放大器的输入信号；以及第二电压依赖的电阻器，所述第二电压依赖的电阻器接收向所述第一电压依赖的电阻器输入的所述控制电压，并且具有依赖于所述控制电压并且根据在两端之间的电压上的降低而增大的电阻值，所述两端分别连接到在所述第三电阻器和所述第四电阻器之间的节点和另一个预定节点，基于在所述第三电阻器和所述第四电阻器之间的所述节点处的电压来产生所述参考电压。优选的是，所述参考电压发生器包括峰值保持电路，所述峰值保持电路通过保持作为所述第二电压依赖的分压电路的分压结果的输出信号的峰值来产生所述参考电压。优选的是，所述衰减器衰减在所述放大器的输入信号的路径上的节点处的信号。优选的是，如果通过以所述预定分压比划分所述放大器的输入信号而获得的电压超过所述参考值，则所述衰减控制器控制所述衰减器间歇地衰减在所述放大器中的所述预定节点处的所述信号，以便降低所述放大器的增益。优选的是，所述动态范围压缩电路进一步包括衰减信号发生器，所述衰减信号发生器向所述衰减器输出衰减信号。如果通过以所述预定分压比划分所述放大器的输入信号而获得的电压超过所述参考值，则所述衰减控制器控制所述衰减信号发生器，以间歇地向所述衰减器输出所述衰减信号，使得所述衰减器间歇地衰减在所述放大器中的所述预定节点处的所述信号，以便降低所述放大器的增益。优选的是，由所述增益控制器提高的所述放大器的增益被限制为预定最大增益。根据本发明，还提供了一种D类放大器，包括放大器；以及动态范围压缩电路，包括衰减器，所述衰减器衰减在所述放大器中的预定节点处的信号，以降低所述放大器的增益；以及增益控制器,在具有与所述放大器的输入级最大电压相同的幅度的输入信号被输入到所述放大器内的情况下，所述增益控制器通过所述衰减器来降低所述放大器的增益， 使得所述放大器的输出信号的幅度变为任意的输出限制电压，而在所述放大器的输入信号的幅度小于所述输入级最大电压的情况下，所述增益控制器通过根据所述放大器的输入信号的幅度相对于所述输入级最大电压的减小，而降低所述衰减器的衰减程度，来提高所述放大器的增益。根据本发明，在所述放大器的输入信号的幅度是输入级最大幅度的情况下，控制所述放大器的增益，以使得所述放大器的输出信号的幅度变为输出限制电压。而且，在所述放大器的输入信号的幅度小于所述输入级最大幅度的范围中，基于所述输入信号的幅度相对于所述输入级最大幅度的减小程度，执行控制，使得所述放大器的增益从在对所述输入级最大幅度的所述输入信号执行放大的情况下的所述放大器的增益开始提高。因此，有可能实现所述放大器可以输出的幅度范围的大部分，并且将在所述输入级最大幅度中的所述输入信号的幅度的改变反映在所述输出信号的幅度上的改变中。


通过参考附图详细描述其优选示例性实施例，本发明的上面的目的和优点将变得更清楚，在附图中图I是图示根据本发明的第一实施例的包括动态范围压缩电路的功率放大器的配置的电路图；图2A和2B是图示在第一实施例中实现的动态范围压缩特性的示例的视图；图3是图示根据第一实施例的、当向放大单元的音频输入信号VI的电压值在从负输入级最大电压-VIMAX至正输入级最大电压+VIMAX的范围中改变时，在音频输出信号VO 的电压值上的改变，和电压依赖的分压电路的P沟道晶体管和N沟道晶体管在导通状态和截止状态之间的改变的视图；图4A至4C是图示根据第一实施例的功率放大器的各个部分的信号波形的视图；图5是图示根据本发明的第二实施例的包括动态范围压缩电路的功率放大器的配置的电路图；图6是图示根据本发明的第三实施例的包括动态范围压缩电路的功率放大器的配置的电路图；图7是图示根据本发明的第四实施例的包括动态范围压缩电路的功率放大器的配置的电路图；图8是图示根据第四实施例的在衰减控制器中的误差积分器、脉宽调制器、三角波发生器、以及衰减脉冲发生器的配置的电路图；图9是图示根据第四实施例的放大单元的各个部分的信号波形的波形图；图IOA和IOB是图示根据第四实施例的衰减控制器的各个部分的波形的波形图；图11是图示根据本发明的第五实施例的包括动态范围压缩电路的功率放大器的配置的电路图；以及图12A和12B是图示根据现有技术实现的动态范围压缩特性的示例的视图。
具体实施例方式以下，将参考附图来描述本发明的实施例。<第一实施例>图I是图示根据本发明的第一实施例的包括动态范围压缩电路100A的功率放大器的配置的电路图。在图I中，放大单元10是单端型放大电路，并且包括具有电阻值Rl的电阻器11、具有电阻值R2的电阻器12、具有电阻值R3的电阻器13、具有电阻值R4的电阻器14和差分放大器20。在此，电阻器11、12、13和14被串联地插入在功率放大器的输入端 I和输出端2之间。而且，差分放大器20包括接地的正相输入端(正端子)，和连接到电阻器13和14之间的节点的反相输入端(负端子)。此外，差分放大器20包括连接到功率放大器的输出端2的输出端。输出端2连接到包括扬声器、低通滤波器等的负载(未不出)。在放大单元10的前一级处，设置了输入级电路(未示出)。输入级电路向放大单元10的输入端I提供音频输入信号VI，该音频输入信号VI具有在输入级最大电压土 VIMAX 之间的预定范围内的幅度。在此，例如，根据输入级电路的电源电压来确定输入级最大电压土VIMAX。放大单兀10对向输入端I输入的音频输入信号VI进行放大，以便产生音频输出信号V0，并且从输出端2输出音频输出信号W。在第一实施例中，由放大单元10输出的音频输出信号VO的幅度被限制到在输出限制电压土VOLMT之间的预定范围。例如，通过操纵向包括在图I中所示的功率放大器的音频设备的外壳设置的操纵单元，来指定输出限制电压 土VOLMT。动态范围压缩电路100A是用于根据音频输入信号VI的幅度来控制放大单元10 的增益，使得在放大单元10的音频输入信号VI和音频输出信号VO之间的关系依赖于预定的动态范围压缩特性的电路。图2A和2B示出在第一实施例中实现的动态范围压缩特性的示例。具体地说，图 2A示出了输入级最大电压VIMAX较大的情况，并且图2B示出输入级最大电压VIMAX较小的情况。在第一实施例中实现的动态范围压缩特性的特征如下。首先，在音频输入信号VI的幅度是输入级最大电压VIMAX的情况下，音频输出信号VO的幅度变为输出限制电压V0LMT。在第一实施例中，在由音频输入信号VI ( = VIMAX) 和音频输出信号VO ( = V0LMT)限定的VI-VO坐标系中的点(VIMAX，VLMT)被称为目的点Q。 在目的点Q，放大单元10的增益G变为最小值GMIN ( = V0LMT/VIMAX)。其次，在音频输入信号VI的幅度是输入级最大电压VIMAX或更小的范围中，当音频输入信号VI的幅度相对于输入级最大电压VIMAX的减小增大时,放大单元10的增益从最小值GMIN增大。换句话说,在音频输入信号VI的幅度等于或小于输入级最大电压VIMAX 的范围中，根据在音频输入信号VI的幅度和输入级最大电压VIMAX之差的增大，放大单元 10的增益从最小值GMIN增大。第三，如果音频输入信号VI的幅度从输入级最大电压VIMAX减小,则放大单元10 的增益G短时间达到最大值GO ( = R4/ (R1+R2+R3))。在音频输入信号VI的幅度小于增益 G达到最大值GO所处的点Z的范围中，放大单元10的增益G变为最大增益G0，而与音频输入信号VI的幅度无关。在第一实施例中，在音频输入信号VI的幅度从输入级最大电压VIMAX降低的情况下，用于表示动态范围压缩特性的图形从增益G达到最大值GO所处的点 Z开始弯曲。因此，在第一实施例中，点Z被称为弯曲点，并且在弯曲点Z处的音频输出信号 VO的电压值被称为弯曲点输出电压V0Z，并且在弯曲点Z处的音频输入信号VI的电压值被称为弯曲点输入电压VIZ。根据第一实施例的动态范围压缩电路100A包括参考电压发生器IIOA和衰减控制器180，如图I中所示。参考电压发生器IlOA和衰减控制器180构成用于实现动态范围压缩特性的增益控制部分(增益控制器)。在此，参考电压发生器IlOA是如下的电路其通过划分到放大单元10的音频输入信号VI的电压而产生作为动态范围压缩的控制信号的参考电压Vrefp和Vrefn。衰减控制器180是下述电路该电路控制放大单元10的增益,使得通过以预定的分压比来划分到放大单元10的音频输入信号VI而获得的电压，更具体地而言，在电阻器12和13之间的节点处的电压V23的正和负峰值，对应于参考电压Vrefp和 Vrefn0在第一实施例中，参考电压发生器IlOA根据音频输入信号VI的幅度，将具有在图 2A和2B中所示的动态范围压缩特性的示例中通过将土 R3/R4和音频输出信号VO的幅度值相乘而获得的电压值的电压产生为参考电压Vrefp和Vrefn。衰减控制器180包括比较器181和182、或门183、时间常数电路184和衰减器185。 比较器181是下述电路当在放大单元10的电阻器12和13之间的节点处的电压V23小于参考电压Vrefp时，该电路输出低电平，而当电压V23大于参考电压Vrefp时，该电路输出高电平。比较器182是下述电路当电压V23大于参考电压Vrefn时，该电路输出低电平， 并且当电压V23小于参考电压Vrefn时，该电路输出高电平。或门183当比较器181和182 两者的输出信号都处于低电平时输出低电平，而当比较器181和182的输出信号的至少一个处于高电平时输出高电平。时间常数电路184是下述电路当或门183的输出信号增大时，该电路在预定启动时间(attack time)上提高输出信号，并且当或门183的输出信号降低时，在预定的释放时间上降低输出信号。衰减器185根据在时间常数电路184的输出信号的电平上的增大来衰减在电阻器11和12之间的节点处的信号的幅度，以便降低放大单元10的增益。接下来，将详细描述根据第一实施例的参考电压发生器IlOA的配置。如图I中所示，参考电压发生器IlOA包括第一电压依赖的分压电路120A、第二电压依赖的分压电路 120B和两个峰值保持电路171和172。第一电压依赖的分压电路120A具有接收正输入级最大电压+VIMAX的电压输入端121p。在电压输入端121p和地线之间，具有电阻值(R1+R2) 的电阻器122p和具有电阻值R3的电阻器123p被串联地插入。差分放大器124p是下述电路该电路将在电阻器122p和123p之间的节点处的电压VAp与正输入限制电压+VILMT作比较，并且当电压VAp小于正输入限制电压+VILMT 时，改变在正方向上的输出信号，而当电压VAp大于正输入限制电压+VILMT时，改变在负方向上的输出信号。在此，正输入限制电压+VILMT是从功率放大器外部设置的任意电压。在这个示例中，正输入限制电压+VILMT是当放大单元10的音频输出信号VO变为输出限制电压-VOLMT时，在电阻器12和13之间的节点处的电压，并且其变为+VOLMT · R3/R4。在差分放大器124p的输出端和在电阻器122p和123p之间的节点之间，插入电压依赖的电阻器 130A。电压依赖的电阻器130A是具有根据差分放大器124p的输出电压VCp可变的电阻值的电阻器。差分放大器124p和电压依赖的电阻器130A构成负反馈回路。这个负反馈回路用于执行控制，使得在电阻器122p和123p之间的节点处的电压VAp对应于输入限制电压 +VILMT0电压依赖的电阻器130A包括P沟道场效应晶体管(以下简称为P沟道晶体管)131 和132，以及恒流源133。在此，P沟道晶体管131具有连接到差分放大器124p的输出端的源极、通过恒流源133连接到负电源-VDD的漏极和栅极。P沟道晶体管132具有连接到在电阻器122p和123p之间的节点与差分放大器124p的反相输入端的源极、连接到P沟道晶体管131的栅极和漏极的栅极、连接到负电源-VDD的漏极。在这种配置中，在P沟道晶体管131的栅极和漏极与P沟道晶体管132的栅极的连接节点处的电压VGP变为比差分放大器124p的输出电压VCp小P沟道晶体管131的阈值电压的电压。在此，如果在电阻器122p和123p之间的节点处的电压VAp变得大于输入限制电压+VILMT，使得差分放大器124p的输出电压VCp在负方向上改变，P沟道晶体管131和132 的栅极电压VGP也在负方向上改变。结果，P沟道晶体管132的导通电阻降低，并且在电阻器122p和123p之间的节点处的电压VAp减小。如果在电阻器122p和123p之间的节点处的电压VAp变得小于输入限制电压 +VILMT，使得差分放大器124p的输出电压VCp在正方向上改变，P沟道晶体管131和132的栅极电压VGP也在正方向上改变。结果，P沟道晶体管132的导通电阻增大，并且在电阻器 122p和123p之间的节点处的电压VAp增大。作为该负反馈的行为的结果，在电阻器122p 和123p之间的节点处的电压VAp对应于输入限制电压+VILMT。如上所述，在第一实施例中，如果向电阻器122p和123p输入输入级最大电压 VIMAX,则P沟道晶体管132的栅极电压VGP被调整，使得P沟道晶体管132的导通电阻变为使得在电阻器122p和123p之间的节点处的电压VAp对应于输入限制电压+VILMT的导通电阻。栅极电压VGP变为依赖于P沟道晶体管132的晶体管尺寸的电压值。第一实施例预先假定当P沟道晶体管132在截止状态中时，输入限制电压+VILMT小于在电阻器122p和 123p之间的节点处的电压VApoff ( = VIMAX -R3/ (R1+R2+R3))。在第一实施例中，使得电流在负电源-VDD和在电阻器122p和123p之间的节点之间插入的P沟道晶体管132中流动， 以便降低在电阻器122p和123p之间的节点处的电压。以这种方式，P沟道晶体管132的栅极电压VGP被调整，使得在电阻器122p和123p之间的节点处的电压变为输入限制电压 VILMT。在此，在P沟道晶体管132的晶体管尺寸较小的情况下，为了使得足以将在电阻器 122p和123p之间的节点处的电压降低到输入限制电压VILMT的电流在P沟道晶体管132 中流动，需要提高在P沟道晶体管132的栅极和源极之间的电压IIVGP-VILMT |，并且栅极电压VGP变为在负方向上与输入限制电压VILMT相距较远的电压值。同时，在P沟道晶体管132的晶体管尺寸较大的情况下，即使未使得在P沟道晶体管132的栅极和源极之间的电压IIVGP-VILMT I较大，也可能使得足以将在电阻器122p和123p之间的节点处的电压降低到输入限制电压VILMT的电流在P沟道晶体管132中流动。因此，栅极电压VGP变为大于在前一种情况中的电压值。通过栅极电压VGP来确定上述的弯曲点输入电压VIZ。因此，可以根据期望的弯曲点输入电压VIZ来确定P沟道晶体管132的晶体管尺寸。差分放大器125与电阻器126和127构成极性反转电路128，极性反转电路128产生具有与差分放大器124p的输出电压VCp的极性相反的极性的电压VCn ( = -VCp)。由极性反转电路128产生的电压VCn被提供到电压依赖的电阻器140A。电压依赖的电阻器140A包括N沟道场效应晶体管(以下简称为N沟道晶体管)141 和恒流源143。N沟道晶体管141具有接收极性反转电路128的输出电压VCn的源极、通过恒流源143连接到正电源+VDD的漏极和栅极。N沟道晶体管141的栅极电压VGN变为比极性反转电路128的输出电压VCn( = -VCp)高N沟道晶体管141的阈值电压的电压。N沟道晶体管141和P沟道晶体管131的阈值电压的绝对值变为基本上相同的值。因此，N沟道晶体管141的栅极电压VGN变为与通过反转P沟道晶体管132的栅极电压VGP的极性而获得的电压基本上相同的值。第二电压依赖的分压电路150A包括在输入端I和地线之间的串联地插入的电阻器151和152 ;P沟道晶体管155和N沟道晶体管156，其中，每一个作为电压依赖的电阻器。在此，电阻器151具有电阻值(R1+R2)，并且电阻器152具有电阻器R3。P沟道晶体管 155具有连接到在电阻器151和152之间的节点的源极、连接到电压依赖的分压电路120A 的P沟道晶体管132的栅极的栅极、连接到负电源-VDD的漏极。P沟道晶体管155具有与 P沟道晶体管132相同的晶体管尺寸。N沟道晶体管156具有连接到在电阻器151和152 之间的节点的源极、连接到电压依赖的分压电路120A的N沟道晶体管141的栅极的栅极、 连接到正电源+VDD的漏极。根据P沟道晶体管155的晶体管尺寸来确定N沟道晶体管156 的晶体管尺寸，使得在向N沟道晶体管156和P沟道晶体管155施加具有相同绝对值的源极-漏极电压的情况下，具有相同绝对值的漏极电流在N沟道晶体管156和P沟道晶体管 155中流动。峰值保持电路171是这样的电路其基于在电阻器151和152之间的节点处的电压VB而产生正参考电压Vrefp，并且，峰值保持电路172是这样的电路其基于在电阻器 151和152之间的节点处的电压VB而产生负参考电压Vrefn。更具体地，峰值保持电路171 根据在电阻器151和152之间的节点处的电压VB的正峰值来提高参考电压Vrefp，并且在电压VB的正峰值之后根据预定的时间常数来将参考电压Vrefp向OV衰减。峰值保持电路 172根据在电阻器151和152之间的节点处的电压VB的负峰值来降低参考电压Vrefn，并且在电压VB的负峰值之后根据预定的时间常数来将参考电压Vrefn的绝对值向OV衰减。在第一实施例中，峰值保持电路171和172防止在电阻器12和13之间的电压V23 和在电阻器151和152之间的节点处的电压VB之间的相差引起误差。下面详细描述这一点。如果峰值保持电路171和172不存在，则即使在音频输入信号VI的幅度较小且P沟道晶体管155和N沟道晶体管156两者都在截止状态中的状态中，在电压V23和电压VB之间出现相差的情况下，每当在电压V23和电压VB之间的大小关系反转时，比较器181和182的每一个的输出信号的电平反转，并且在电阻器11和12之间的节点处的信号不必要地被衰减器185衰减。因为这个原因，在第一实施例中，电压VB不直接地施加到比较器181和182，而是被施加到峰值保持电路171和172，使得从峰值保持电路171和172获得的参考电压Vrefp 和Vrefn被施加到比较器181和182。根据这种配置，在音频输入信号VI的幅度较小且在电阻器12和13之间的电压V23落于在参考电压Vrefp和Vrefn之间的范围内的情况下， 比较器181和182的输出信号不变为高电平，使得如上所述的故障不出现。已经详细上述了根据第一实施例的动态范围压缩电路100A。接下来，将描述第一实施例的操作。图3是图示当到放大单元10的音频输入信号 VI的电压值在从负输入级最大电压-VIMAX至正输入级最大电压+VIMAX的范围中变化时， 在音频输出信号VO的电压值上的改变和第二电压依赖的分压电路150A的P沟道晶体管 155和N沟道晶体管156在导通状态和截止状态之间的改变的视图。在音频输入信号VI的电压值是输入最大电压+VIMAX的情况下,在第二电压依赖的分压电路150A的电阻器151和152之间的节点处的电压VB变为输入限制电压+VILMT。 这是因为下面的原因。第一原因是与向第一电压依赖的分压电路120A的电阻器122p和 123p施加的相同的输入最大电压VIMAX被施加到第二电压依赖的分压电路150A的电阻器 151和152。第二原因是与被施加到第一电压依赖的分压电路120A的P沟道晶体管132的相同的栅极电压VGP被施加到P沟道晶体管155，使得P沟道晶体管155的导通电阻Ron变为与P沟道晶体管132的导通电阻相同。第三原因是，在大多数情况下，因为负栅极电压VGN 被施加到N沟道晶体管156，所以N沟道晶体管156在向输入端I施加输入最大电压VIMAX 后变为截止状态。因此，如果具有与输入最大电压+VIMAX相同大小的正峰值在音频输入信号VI中出现，则在电阻器151和152之间的节点处出现具有与输入限制电压+VILMT相同电压值的正峰值，并且该正峰值的峰值+VILMT在峰值保持电路171中被保持为正参考电压Vrefp。 在这种状态中，如果在放大单元10的电阻器12和13之间的节点处的电压V23超过参考电压Vrefp ( = +VILMT)，则从或门183输出高电平信号，并且在电阻器11和12之间的节点处的信号被衰减器185衰减。作为这个负反馈控制的行为的结果，在电阻器12和13之间的节点处的电压V23减小到参考电压Vrefp ( = +VILMT)，并且，由放大单元10输出的音频输出信号VO的幅度变为输出限制电压VOLMT ( = -VILMT · R4/R3)。接下来，如果音频输入信号VI的电压值从输入级最大电压VIMAX向OV减小，则因为在电阻器151和152之间的节点处的电压VB向OV减小，所以P沟道晶体管155的栅-源极电压减小，使得P沟道晶体管155的导通电阻逐渐地增大。现在描述在该过程中，在电阻器12和13之间的节点处的电压V23和在电阻器151 和152之间的节点处的电压VB之间的关系。首先，通过下面的等式来给出在电阻器12和 13之间的节点处的电压V23。V23 = VI · R3/(R1+R2+R3)......(I)= VI · α I在此，α I是分压比，并且是R3/(R1+R2+R3)。同时，通过下面的等式来给出在电阻器151和152之间的节点处的电压VB。VB = VI · Rx/ (Rl+R2+Rx)......(2)= VI · α 2在此，α2是分压比，并且是Rx/(R1+R2+Rx)。电阻值Rx是由电阻器152 (具有电阻值R3)和与电阻器152并联的P沟道晶体管155或N沟道晶体管156的导通电阻(电阻值Ron)构成的电路的组合电阻，并且通过下面的等式被给出。
Rx = R3 · Ron/ (R3+Ron)......(3)在P沟道晶体管155的导通电阻Ron与P沟道晶体管132的导通电阻相同的情况下，因为Rx < R3成立，所以α 2 < α I成立。在α 2 < α I的状态中，如果未执行通过衰减器185的衰减，则在电阻器12和13之间的节点处的电压V23变得大于从在电阻器151 和152之间的节点处的电压VB产生的参考电压Vrefp。因此，衰减器185衰减在电阻器11 和12之间的节点处的信号，并且执行负反馈控制，使得在电阻器12和13之间的节点处的电压V23对应于参考电压Vrefp。然后，如果在电阻器151和152之间的节点处的电压VB向OV减小，使得P沟道晶体管155的导通电阻Ron逐渐地增大，则在上述等式(2)中的电阻值Rx接近电阻值R3，因此，分压比α 2接近分压比α 。因此，在电阻器11和12之间的节点处的信号上的衰减器 185的衰减量逐渐地减小，并且放大单元10的增益逐渐地增大。已经在上面描述了在音频输入信号VI的电压值从输入级最大电压VIMAX向OV减小的过程中的第一实施例的操作。如果到输入端I的音频输入信号VI的电压值减小，使得在电阻器151和152之间的节点处的电压VB变得小于通过将P沟道晶体管155的阈值电压加到P沟道晶体管155 的栅极电压VGP而获得的电压，则P沟道晶体管155变为截止状态。当P沟道晶体管155 从导通状态向截止状态转换时，到输入端I的音频输入信号VI变为上述的弯曲点输入电压 +VIZ。在音频输入信号VI的电压值是正的并且是弯曲点输入电压VIZ或更小的范围中， 因为P沟道晶体管155变为截止状态，并且在上述等式(2)中的电阻值Rx变为电阻值R3， 所以在电阻器151和152之间的节点处的电压VB对应于在电阻器12和13之间的节点处的电压V23。因此，在电阻器11和12之间的节点处的信号不被衰减器185衰减，因此，放大单元10的增益变为最大增益GO ( = R4/ (R1+R2+R3))。同时，在向输入端I施加负输入最大电压-VIMAX的情况下，在第二电压依赖的分压电路150A的电阻器151和152之间的节点处的电压VB对应于负输入限制电压-VILMT。 这是因为下面的原因。第一原因是，具有与向第一电压依赖的分压电路120A的电阻器122p 和123p施加的相同的大小、与向电阻器122p和123p施加的相反的极性的输入级最大电压-VIMAX被施加到第二电压依赖的分压电路150A的电阻器151和152。第二原因是，相同地，具有与向第一电压依赖的分压电路120A的P沟道晶体管132施加的相同绝对值的负栅极电压VGN被施加到N沟道晶体管156，使得当向输入端I施加正输入级最大电压+VIMAX 时，N沟道晶体管156的导通电阻变得与P沟道晶体管155的导通电阻相同。第三原因是， 在大多数情况下，因为向P沟道晶体管155施加正栅极电压VGN，所以P沟道晶体管155在向输入端I施加输入最大电压-VIMAX后变为截止状态。接下来，如果向输入端I施加的电压从输入级最大电压-VIMAX向OV增大，则在电阻器151和152之间的节点处的电压VB向OV增大。因此，N沟道晶体管156的栅-源极电压减小，N沟道晶体管156的导通电阻Ron增大，上述等式(2)的电阻值Rx接近电阻值 R3，并且分压比α2增大以便接近分压比α 。结果，放大单元10的增益逐渐增大。然后， 如果向输入端I的输入电压增大使得在电阻器151和152之间的节点处的电压VB变得大于通过从N沟道晶体管156的栅极电压VGN减去N沟道晶体管156的阈值电压而获得的电压，则N沟道晶体管156变为截止状态。当N沟道晶体管156从导通状态向截止状态转换时，输入端I的音频输入信号VI变为弯曲点输入电压-viz。在音频输入信号VI的电压值是负的，并且是负弯曲点输入电压-VIZ或更大的范围中，在电阻器151和152之间的节点处的电压VB对应于在电阻器12和13之间的节点处的电压V23。因此，在电阻器11和12之间的节点处的信号不被衰减器185衰减，因此，放大单元10的增益变为最大增益GO ( = R4/(R1+R2+R3))。图4A至4C是图示根据第一实施例的功率放大器的各个部分的信号波形的视图。 图4A示出在当音频输入信号VI的幅度逐渐地增大时未执行通过衰减器185的衰减的情况下，在电阻器12和13之间的节点处的电压V23的波形电压V23’和在电阻器151和152之间的节点处的电压VB的波形。图4B示出在与图4A所示相同的情况下，在电阻器12和13 之间的节点处的电压V23的波形V23 ’、在电阻器151和152之间的节点处的电压VB的波形以及参考电压Vrefp和Vrefn的波形。图4C示出在与图4A所示相同的情况下，在电阻器 12和13之间的节点处的电压V23的波形V23’、参考电压Vrefp和Vrefn的波形、通过将从放大单元10获得的音频输出信号VO的电压值转换为在电阻器12和13之间的节点处的电压值而获得的波形W，( = V0XR3/R4)。在图4A至4C中，附图标记+VIZ’和-VIZ’分别表示当音频输入信号VI的电压值是弯曲点输入电压+VIZ和-VIZ时，在电阻器12和13之间的节点处的电压。在音频输入信号VI的幅度较小，并且电压V23的波形V23’在电压+VIZ’和-VIZ’ 之间的范围内的情况下(在音频输入信号VI的幅度在弯曲点输入电压+VIZ和-VIZ之间的范围内的情况下)，P沟道晶体管155和N沟道晶体管156变为截止状态，使得电压VB的波形对应于电压V23的波形V23’。如果音频输入信号VI的幅度增大，并且电压V23超过电压+VIZ’ (音频输入信号 VI的幅度超过弯曲点输入电压+VIZ)，则在电压V23超过电压+VIZ’的范围内，因为P沟道晶体管155变为导通状态，所以电压VB变得小于电压V23。如果电压V23小于电压-VIZ’(音频输入信号VI的幅度小于弯曲点输入电压-VIZ)，则在电压V23小于电压-VIZ’的范围中， 因为N沟道晶体管156变为导通状态，所以电压VB变得大于电压V23 (参见图4A)。在该情况下，电压VB对于音频输入信号VI的电压值的依赖性如参考图3所描述的那样。因此，如图4B中所示，参考电压Vrefp根据电压VB的正峰值增大，然后保持峰值， 并且参考电压Vrefn根据电压VB的负峰值增大，然后保持峰值。在音频输入信号VI的幅度较小且电压V23在参考电压Vrefp和Vrefn之间的范围内的情况下，在电阻器11和12之间的节点处的信号不被衰减器185衰减。因此，在放大单元10中，使用最大增益GO ( = R4/ (R1+R2+R3))来放大音频输入信号VI，以便获得音频输出信号V0。在音频输入信号VI的幅度较大且电压V23超过在参考电压Vrefp和Vrefn之间的范围的区域中，在电阻器11和12之间的节点处的信号被衰减器185衰减。因此，在放大单元10中使用比最大增益(=R4/(R1+R2+R3))小的增益来放大音频输入信号VI。如参考图3所述，当音频输入信号VI的幅度是输入级最大电压VIMAX和-VIMAX 时，放大单元10的增益被调整，使得音频输出信号VO的幅度变为输出限制电压-VOLMT和 +V0LMT。因此，只要音频输入信号VI的幅度在输入级最大电压VIMAX和-VIMAX之间的范围内，则从音频输入信号VI获得没有波形失真的音频输出信号VO(参见在图4C中的波形W，)。如上所述，根据第一实施例，在指定输入级最大电压+VIMAX的情况下，当音频输入信号VI的幅度变为输入级最大电压+VIMAX时，有可能自动地实现最佳的动态范围压缩特性(参见图2A和2B)，使得音频输出信号VO的幅度变为输出限制电压V0LMT。因此，有可能实现放大单元10可以输出的音频输出信号VO的幅度范围的大部分，并且在放大单元 10中放大音频输入信号VI,而不在输出波形中出现失真。<第二实施例>图5是图示根据本发明的第二实施例的包括动态范围压缩电路100B的功率放大器的配置的电路图。在图5中所示的第二实施例和第一实施例(图I)中，通过相同的附图标记来表示共有部分。在根据第二实施例的动态范围压缩电路100B中，参考电压发生器 IlOB代替第一实施例的参考电压发生器IIOA (图I)。参考电压发生器IlOB包括第一电压依赖的分压电路120B和第二电压依赖的分压电路150B。而且，在第一实施例中，向峰值保持电路171和172提供共有的电压VB，而在第二实施例中，从参考电压发生器IlOB分别向峰值保持电路171和172提供独立的电压VBp和VBn。第一电压依赖的分压电路120B另外包括电压输入端121η,向其施加负输入最大电压-VIMAX ;具有电阻值(R1+R2)的电阻器122η和具有电阻值R3的电阻器123η，它们串联地被插入在电压输入端121η和地线之间。由差分放大器124ρ、电压依赖的电阻器130Α 和电阻器122ρ和123ρ构成的电路的配置与第一实施例的第一电压依赖的分压电路120Α 的配置相同。第二实施例与第一实施例的不同在于第二实施例没有极性反转电路128，并且另外包括差分放大器124η和取代第一实施例的电压依赖的电阻器140Α的电压依赖的电阻器140Β。差分放大器124η是下述电路该电路将在电阻器122η和123η之间的节点处的电压VAn与负输入限制电压-VILMT作比较，并且在电压VAn小于负输入限制电压-VILMT 的情况下改变在正方向上的输出信号VCn,并且在电压VAn大于负输入限制电压-VILMT的情况下改变在负方向上的输出信号VCn。在差分放大器124η的输出端与在电阻器122η和 123η之间的节点之间，插入电压依赖的电阻器140Β。电压依赖的电阻器140Β具有通过向第一实施例的电压依赖的电阻器140Α添加N沟道晶体管142而获得的配置。N沟道晶体管 142具有连接到N沟道晶体管141的栅极和漏极的栅极、连接到电源+VDD的漏极、连接到在电阻器122η和123η之间的节点的源极。在这种配置中，N沟道晶体管141的栅极和漏极与N沟道晶体管142的栅极的连接节点的电压VGN变为比差分放大器124η的输出电压VCn大N沟道晶体管141的阈值电压的电压。在此，如果在电阻器122η和123η之间的节点处的电压VAn变得小于输入限制电压-VILMT，使得差分放大器124η的输出电压VCn在正方向上改变，N沟道晶体管141和142 的栅极电压VGN也在正方向上改变。结果，N沟道晶体管142的导通电阻降低，因此在电阻器122η和123η之间的节点处的电压VAn增大。同时，如果在电阻器122η和123η之间的节点处的电压VAn变得大于输入限制电压-VILMT，使得差分放大器124η的输出电压VCn在负方向上改变，N沟道晶体管141和142 的栅极电压VGN也在负方向上改变。结果，N沟道晶体管142的导通电阻增大，因此在电阻器122η和123η之间的节点处的电压VAn减小。作为这个负反馈的行为的结果，在电阻器 122η和123η之间的节点处的电压VAn对应于输入限制电压-VILMT。与第一实施例(图I)的第二电压依赖的分压电路150Α作比较，第二电压依赖的分压电路150Α另外包括在输入端I和地线之间插入的具有电阻值(R1+R2)的电阻器153 和具有电阻值R3的电阻器154。而且，P沟道晶体管155具有从电压依赖的电阻器130Α 接收栅极电压VGN的栅极、连接到电源-VDD的漏极、连接到在电阻器151和152之间的节点处的源极。而且，N沟道晶体管156具有从电压依赖的电阻器140Β接收栅极电压VGN 的栅极、连接到电源+VDD的漏极、连接到在电阻器153和154之间的节点处的源极。在此， N沟道晶体管156和电压依赖的电阻器140Β的N沟道晶体管142具有相同的晶体管尺寸， 因此，当向N沟道晶体管156和N沟道晶体管142施加相同的源电压时，N沟道晶体管156 和N沟道晶体管142具有相同的导通电阻。在第二电压依赖的分压电路150Β中，在电阻器 151和152之间的节点处的电压VBp被提供到峰值保持电路171，并且在电阻器153和154 之间的节点处的电压VBn被提供到峰值保持电路172。在第二实施例中，用于P沟道晶体管132的栅极电压VGN被调整，使得作为对正输入级最大电压+VIMAX分压的结果、在输入电阻器122η和123η之间的节点处的电压VAp变为输入限制电压VILMT，并且，被调整的栅极电压VGN被施加到P沟道晶体管155的栅极。 而且，用于N沟道晶体管212的栅极电压VGN被调整，使得作为对负输入级最大电压-VIMAX 分压的结果、在电阻器122η和123η之间的节点处的电压VAn变为输入限制电压-VILMT，并且被调整的栅极电压VGN被施加到N沟道晶体管156的栅极。在此，在到输入端I的音频输入信号VI的电压值是输入最大电压+VIMAX的情况下，在电阻器151和152之间的节点处的电压VBp变为输入限制电压VILMT。同时，在到输入端I的音频输入信号VI的电压值是输入最大电压-VIMAX的情况下，在电阻器153和154 之间的节点处的电压VBn变为输入限制电压-VILMT。因此，在向输入端I的音频输入信号 VI的幅度是输入最大电压土VIMAX的情况下，由峰值保持电路171输出的参考电压Vrefp 变为输入限制电压+VILMT，并且由峰值保持电路172输出的参考电压Vrefn变为输入限制电压-VILMT。然后，如果在电阻器12和13之间的电压V23超过在参考电压Vrefp (= +VILMT)和Vrefn ( = -VILMT)之间的范围，则通过衰减器185来执行信号衰减。结果，由放大单元10输出的音频输出信号VO的幅度变为输出限制电压土V0LMT。如果到输入端I的音频输入信号VI的电压值从输入级最大电压+VIMAX减小，则根据这个减小，在电阻器151和152之间的节点处的电压VBp减小，P沟道晶体管155的导通电阻增大，并且用于产生电压VBp的分压比向{R3/(R1+R2+R3)}增大。同时，如果向输入端I的音频输入信号VI的电压值从输入级最大电压-VIMAX增大，则根据这个增大，在电阻器153和154之间的节点处的电压VBn增大，N沟道晶体管156的导通电阻增大，并且用于产生电压VBn的分压比向{R3/(R1+R2+R3)}增大。因此，如果音频输入信号VI的幅度从输入最大电压土 VIMAX减小，则根据这个减小，参考电压Vrefp和Vrefn的每一个的绝对值与音频输入信号VI的幅度的比率增大，因此,放大单元10的增益逐渐地增大。然后，如果音频输入信号VI的幅度减小以便变为弯曲点输入电压或更小，则P沟道晶体管155和N沟道晶体管156变为截止状态，并且其后，放大单元10的增益变为常数值{R4/(R1+R2+R3)}ο如上所述，在第二实施例中，获得与第一实施例相同的效果。〈第三实施例〉图6是图示根据本发明的第三实施例的包括动态范围压缩电路100C的功率放大器的配置的电路图。第一和第二实施例的动态范围压缩电路已经被应用到单端型放大单元
10。相反，根据第三实施例的动态范围压缩电路100C被应用到放大单元10C。放大单元IOC 是差分放大型放大器电路，其差分地放大输入到输入端Ip和In的具有正相和反相的两个音频输入信号VIp和VIn，并且从输出端2p和2n输出作为差分放大结果的、具有正相和反相的两个音频输出信号VOp和VOn。在放大单元IOC中，在输入端Ip和输出端2n之间，串联地插入具有电阻值Rl的电阻器1化、具有电阻值1 2的电阻器12p、具有电阻值R3的电阻器13p和具有电阻值R4的电阻器14η。而且，在输入端In和输出端2ρ之间，串联地插入具有电阻值Rl的电阻器11η、 具有电阻值R2的电阻器12η、具有电阻值R3的电阻器13η、和具有电阻值R4的电阻器14ρ。 差分放大器21具有连接到在电阻器13ρ和14η之间的节点的正相输入端、连接到在电阻器 13η和14ρ之间的节点的反相输入端、连接到输出端2ρ的正相输出端和连接到输出端2η 的反相输出端。差分放大器21使得在正相输入端和反相输入端处于虚地的状态，并且差分地放大通过电阻器11ρ、12ρ和13ρ输入的正相音频输入信号VIp和通过电阻器I In、12η和 13η输入的反相音频输入信号VIn。动态范围压缩电路100C包括参考电压发生器IlOC和衰减控制器180C。像第一和第二实施例那样，动态范围压缩电路100C也实现在图2A和2B中所示的动态范围压缩特性的示例。参考电压发生器IlOC是下述电路该电路从音频输入信号VIp和VIn产生参考电压Vrefp和Vrefn,该参考电压Vrefp和Vrefn用于实现适合于期望的输入级最大电压 VIMAX的动态范围压缩特性。衰减控制器180C是具有与第一实施例的衰减控制器180相同功能的电路，并且包括比较器186和187、或门188、时间常数电路189和衰减器190。比较器186是下述电路该电路当在放大单元10的电阻器12p和13p之间的节点处的电压V23p小于参考电压Vrefp时，输出低电平，并且当电压V23p大于参考电压Vrefp 时，输出高电平。比较器187是下述电路该电路当在电阻器12η和13η之间的节点处的电压V23n小于参考电压Vrefn时，输出低电平，并且当电压V23n大于参考电压Vrefn时输出高电平。或门188当比较器186和187两者的输出信号都处于低电平时，输出低电平，并且当输出信号的至少一个处于高电平时输出高电平。时间常数电路189是下述电路该电路当或门188的输出信号增大时，在预定的启动时间上提高输出信号，并且当或门188的输出信号减小时，在预定释放时间上降低输出信号。衰减器190例如由场效应晶体管构成，并且被插入在电阻器Ilp和12p之间的节点和在电阻器Iln和12η之间的节点之间。衰减器190具有随着时间常数电路189的输出信号的电压增大而减小的导通电阻，并且衰减在电阻器Ilp和12ρ之间的节点处的信号和在电阻器Iln和12η之间的节点处的信号，以便减小放大单元IOC的增益。接下来，将描述参考电压发生器110C。参考电压发生器IIOC包括第一电压依赖的分压电路120C、第二电压依赖的分压电路150C和峰值保持电路173和174。第一电压依赖的分压电路120C包括在电压输入端201和地线之间串联地插入的具有电阻值(R1+R2)的电阻器202和具有电阻值R3的电阻器203。在此，正输入级最大电压+VIMAX被施加到电压输入端201。而且,第一电压依赖的分压电路120C包括在电压输入端204和地线之间串联地插入的具有电阻值(R1+R2)的电阻器205和具有电阻值R3的电阻器206。在此，向电压输入端204施加负输入级最大电压-VIMAX。在电阻器202和203 之间的节点和在电阻器205和206之间的节点之间，插入电压依赖的电阻器210。而且，差分放大器220控制电压依赖的电阻器210的电阻，使得在电阻器202和203之间的节点处的电压VA变为输入限制电压+VILMT。更具体地，电压依赖的电阻器210包括N沟道晶体管211和212以及恒流源213。 在此，N沟道晶体管211具有连接到N沟道晶体管212的栅极并且通过恒流源213连接到电源+VDD的漏极和栅极。而且，N沟道晶体管211具有连接到差分放大器220的输出端的源极。因此，N沟道晶体管211和212的栅极电压VGN变为比差分放大器220的输出电压大N沟道晶体管211的阈值电压的电压值。N沟道晶体管212具有连接到在电阻器202和 203之间的节点的漏极和连接到在电阻器205和206之间的节点的源极。差分放大器220将在电阻器202和203之间的节点处的电压VA与输入限制电压 +VILMT作比较，并且当电压VA大于输入限制电压+VILMT时，提高要向N沟道晶体管211施加的输出信号。结果，N沟道晶体管211和212的栅极电压VGN增大，N沟道晶体管212的导通电阻减小，并且在电阻器202和203之间的节点处的电压VA减小。同时，在电压VA小于输入限制电压+VILMT的情况下，差分放大器220减小要向N沟道晶体管211的源极施加的输出信号。结果，N沟道晶体管211和212的栅极电压VGN减小，N沟道晶体管212的导通电阻增大，并且在电阻器202和203之间的节点处的电压VA增大。作为这个负反馈控制的行为的结果，在电阻器202和203之间的节点处的电压VA对应于输入限制电压+VILMT。第二电压依赖的分压电路150C包括具有电阻值(R1+R2)的电阻器231和233、具有电阻值R3的电阻器232和234以及N沟道晶体管235。在此，电阻器231和232被串联地插入在输入端Ip和地线之间，并且电阻值233和234被串联地插入在输入端In和地线之间。N沟道晶体管235具有连接到在电阻器231和232之间的节点的漏极和连接到在电阻器233和234之间的节点的源极。而且，N沟道晶体管235具有栅极，该栅极接收与向N 沟道晶体管212的栅极施加的相同的栅极电压VGN。每当在电阻器231和232之间的节点处的电压上出现正峰值时，峰值保持电路173 使得参考电压Vrefp跟随对应的峰值电压。每当在电阻器233和234之间的节点处的电压上出现正峰值时，峰值保持电路174使得参考电压Vrefn跟随对应的峰值电压。在第三实施例中，用于N沟道晶体管212的栅极电压VGN被调整，使得作为对正输入级最大电压+VIMAX分压的结果、在输入电阻器202和203之间的节点处的电压VA变为输入限制电压+VILMT，并且被调整的栅极电压VGN被施加到N沟道晶体管235的栅极。在此，在到输入端Ip的音频输入信号VIp的电压值是输入级最大电压+VIMAX，并且到输入端In的音频输入信号VIn的电压值是输入级最大电压-VIMAX的情况下，N沟道晶体管235的导通电阻变得与N沟道晶体管212的导通电阻相同。因此，在电阻器231和232 之间的节点处的电压VBp变为输入限制电压+VILMT。同时，即使在到输入端Ip的音频输入信号VIp的电压值是输入级最大电压-VIMAX，并且到输入端In的音频输入信号VIn的电压值是输入级最大电压+VIMAX的情况下，N沟道晶体管235的导通电阻变为与N沟道晶体管212的导通电阻相同。在这种情况下，在电阻器233和234之间的节点处的电压VBn变为输入限制电压+VILMT。因此，在音频输入信号VIp和VIn的幅度是输入级最大电压土VIMAX 的情况下，由峰值保持电路173输出的参考电压Vrefp变为输入限制电压+VILMT，并且，由峰值保持电路174输出的参考电压Vrefn也变为输入限制电压+VILMT。在电阻器12p和 13p之间的节点处的电压V23p超过参考电压Vrefp ( = +VILMT)或在电阻器12η和13η之间的节点处的电压V23n超过参考电压Vrefn ( = +VILMT)的情况下，通过衰减器190来执行信号衰减。因此，在音频输入信号VIp和VIn的幅度是输入级最大电压土VIMAX的情况下，放大单元IOC输出的音频输出信号VOp和VOn的幅度变为输出限制电压土V0LMT。如果音频输入信号VIp的电压值从输入级最大电压+VIMAX减小，则根据这个减小，在电阻器231和232之间的节点处的电压VBp减小，N沟道晶体管235的导通电阻增大， 并且用于产生电压VBp的分压比向{R3/(R1+R2+R3)}增大。同时，如果音频输入信号VIn 的电压值从输入级最大电压+VIMAX减小，则根据这个减小，在电阻器233和234之间的节点处的电压VBn减小，N沟道晶体管235的导通电阻增加，并且用于产生电压VBn的分压比向{R3/(R1+R2+R3)}增大。因此，音频输入信号VIp和VIn的幅度从输入级最大电压土VIMAX减小，根据这个减小，参考电压Vrefp和Vrefn与音频输入信号VIp和VIn的幅度的比率变大，使得放大单元IOC的增益逐渐地增大，以便接近最大增益GO ( = R4/(R1+R2+R3))。然后，如果音频输入信号VIp和VIn的幅度减小，并且在N沟道晶体管235的栅极电压VGN与在电阻器231和232之间的节点处的电压VBp和在电阻器233和234之间的节点处的电压VBn中较低的电压之间的差变得小于N沟道晶体管235的阈值电压，则N沟道晶体管235变为截止状态。在该情况下，音频输入信号VIp和VIn的幅度变为弯曲点输入电压VIZ。因此，在音频输入信号VIp和VIn的幅度小于弯曲点输入电压VIZ的范围中，放大单元10的增益变为最大增益GO ( = R4/(R1+R2+R3))。如上所述，根据第三实施例，有可能通过下述方式来实现动态范围压缩特性实现在放大单元IOC可以输出的输出限制电压土VOLMT之间的幅度范围的大部分，并且将在输入级最大电压土 VIMAX之间的范围中的输入信号VIp和VIn的幅度的改变反映在输出信号 VOp和VOn的幅度的改变中。〈第四实施例〉图7是图示根据本发明的第四实施例的包括动态范围压缩电路100D的功率放大器的配置的电路图。在图7中所示的第四实施例和第三实施例(图6)中，通过相同的附图标记来表示共有部分。根据第四实施例的动态范围压缩电路100D被应用到作为差分放大型D类放大器的放大单元10D。放大单元IOD与第三实施例的放大单元不同在于放大单元IOD没有差分放大器21，并且另外包括误差积分器300、脉宽调制器350和三角波发生器 380。在动态范围压缩电路100D中，衰减控制器180D取代第三实施例的衰减器180C。在衰减控制器180D中，衰减脉冲发生器191 (衰减信号发生器)取代衰减器180C的时间常数电路189。参考电压发生器IlOD取代第三实施例的参考电压发生器110C。参考电压发生器 IlOD包括第一电压依赖的分压电路120D和第二电压依赖的分压电路150D。在此，第一电压依赖的分压电路120D包括具有电阻值(R3+R4)的电阻器203’和206’，所述电阻器203’ 和206’取代了在第三实施例的第一电压依赖的分压电路120C中的具有电阻值R3的电阻器203和206。第二电压依赖的分压电路150D包括具有电阻值(R3+R4)的电阻器232’和 234’，所述电阻器232’和234’取代了在第三实施例的第二电压依赖的分压电路150C中的具有电阻值R3的电阻器232和234。图8是图示放大单元IOD的误差积分器300、脉宽调制器350和三角波发生器380 以及在衰减控制器180D中的衰减脉冲发生器191的配置的电路图。误差积分器300具有正相输入端301p，其通过电阻器llp、12p和13p来接收正相音频输入信号VIp ;反相输入端301η，其通过电阻器I In、12η和13η接收反相音频输入信号VIn。而且，反相音频输出信号(数字信号)VOn通过电阻器14η被反馈到误差积分器 300的正相输入端301ρ，并且正相音频输出信号VOp通过电阻器14ρ被反馈到误差积分器 300的反相输入端301η。然后,误差积分器300积分所施加的音频输入信号VIp和VIn与音频输出信号VOp和VOn的差，并且分别从正相输出端302ρ和反相输出端302η输出表示积分结果的、具有正相和反相的两个信号VDp和VDn。虽然可以将各种积分器当作误差积分器300，但是在图8中所示的示例中，使用由差分放大器310、四个电容器311至314与两个电阻器315和316构成的二阶误差积分器 300。在此，差分放大器310的正相输入端和反相输入端分别由误差积分器300的正相输入端301p和反相输入端301η构成，并且，差分放大器310的正相输出端和反相输出端分别由误差积分器300的正相输出端302ρ和反相输出端302η构成。在差分放大器310的正相输入端和反相输入端之间，用于误差积分的电容器311和312被串联地插入，并且，电容器311 和312的公共连接节点通过电阻器315接地。而且，在差分放大器310的反相输入端和正相输入端之间，用于误差积分的电容器313和314被串联地插入，并且电容器313和314的公共连接节点通过电阻器316接地。脉宽调制器350具有与误差积分器300的正相输出端302ρ和反相输出端302η连接的正相输入端351ρ和反相输入端351η。脉宽调制器350具有从三角波发生器380接收三角波信号TR的三角波输入端353。而且，脉宽调制器350具有由放大单元IOD的输出端 2ρ和2η构成的正相输出端352ρ和反相输出端352η。脉宽调制器350使用向三角波输入端353输入的三角波信号TR来产生具有正相和反相以及具有根据误差积分器300的输出信号VDp和VDn的电平的脉宽的两个数字信号，并且分别从正相输出端352ρ和反相输出端 352η将数字信号输出为音频输出信号VOp和VOn。虽然脉宽调制器350可以具有不同的配置，但是在图8中所示的示例中，脉宽调制器350包括比较器361p和361η、反相器362ρ和362η、与非门363ρ和363η、反相器364ρ和 364η。比较器361ρ具有接收三角波信号TR的正相输入端和接收误差积分器300的正相输出信号VDp的反相输入端，并且，比较器361η具有接收三角波信号TR的正相输入端，和接收误差积分器300的反相输出信号VDn的反相输入端。反相器362ρ将比较器36 Ip的输出信号VEp的电平反相，并且将反相的信号输出为输出信号，并且,反相器362η将比较器361η 的输出信号VEn的电平反相，并且将反相的信号输出为输出信号。与非门363ρ接收比较器 361η的输出信号VEn和反相器362ρ的输出信号，与非门363η接收比较器361ρ的输出信号 VEp和反相器362η的输出信号。反相器364ρ将与非门363ρ的输出信号的电平反相，并且从正相输出端352ρ将被反相的信号输出为信号VOp,反相器364η将与非门363η的输出信号的电平反相，并且从反相输出端352η将被反相信号输出为信号Von。
接下来，将描述衰减脉冲发生器191。或门188输出在图7中的比较器186和187 的输出信号Vll和V12的逻辑和。电容器371和电阻器372构成积分器370。在积分器370 和电源VDD之间，恒流源188A和开关188B被串联地插入。开关188B当或门188的输出信号处于高电平时处于导通状态，并且当或门188的输出信号处于低电平时处于截止状态。 因此，在当或门188的输出信号处于高电平的时间段期间，积分器370积分从恒流源188A 提供的电流，并且在当或门188的输出信号处于低电平时的时间段期间，积分器370根据由电容器371的电容值和电阻器372的电阻值确定的时间常数来衰减该积分值。差分放大器 373具有彼此短路的输出端和反相输入端，并且构成电压跟随器缓冲器，该电压跟随器缓冲器发送作为第一电压VC I的积分器370的输出电压来用于与下一级比较。从电压跟随器缓冲器输出的用于比较的第一电压VC I通过电阻器375被输入到差分放大器374的反相输入端。在差分放大器374的反相输入端和输出端之间,插入具有与电阻器375相同的电阻值的电阻器376，并且，具有三角波信号TR的幅度VTR的一半的大小的参考电平+VTR/2 被输入到差分放大器374的正相输入端。在此,如果差分放大器374的输出电压被设置为 VC2，则下面的等式成立。(VCl+VC2)/2 = VTR/2......(4)对于VC2求解这个等式如下。VC2 = VTR-VCl......(5)换句话说，在从差分放大器373输出用于比较的第一电压VCl的情况下，由电阻器 375和376与差分放大器374构成的电路作为反相放大器,该反相放大器输出用于比较的第二电压VC2，该用于比较的第二电压VC2比电压VTR小用于比较的第一电压VCl。比较器377将用于比较的第一电压VCl与三角波信号TR作比较，并且当三角波信号TR大于用于比较的第一电压VCl时输出高电平信号,否则输出低电平信号。比较器378 将用于比较的第二电压VC2与三角波信号TR作比较，并且当用于比较的第二电压VC2大于三角波信号TR时输出高电平信号，否则输出低电平信号。当比较器377和378的输出信号的至少一个在低电平时，低有效或门379输出处于高电平(有效电平)的衰减命令脉冲SW。第四实施例具有上述的配置。接下来，将描述第四实施例的操作。图9是放大单元IOD的各个部分的信号波形的波形图。因为误差积分器300积分音频输入信号VIp和VIn与作为数字信号的音频输出信号VOp和Von之间的差，所以输出信号VOp和VOn的波形变为通过在输入模拟信号VIp 和VIn的波形上叠加与音频输出信号对应的纹波而获得的波形。脉宽调制器350将误差积分器300的输出信号VDp和VDn与三角波信号TR作比较。在当输出信号VDp大于输出信号VDn时的时间段中，诸如从当三角波信号TR的电平变得大于输出信号VDn的电平时至当三角波信号TR的电平达到输出信号VDp的电平的时间段，和从当三角波信号TR的电平变得小于输出信号VDp的电平时至当三角波信号TR的电平达到输出信号VDn的电平的时间段，如图9的左面所示，数字信号VOp在高电平，并且数字信号VOn持续地在低电平。而且， 在当输出信号VDn大于输出信号VDp时的时间段中，诸如从当三角波信号TR的电平变得大于输出信号VDp的电平时至当三角波信号TR的电平达到输出信号VDn的电平的时间段，和从当三角波信号TR的电平变得小于输出信号VDn的电平时至当三角波信号TR的电平达到输出信号VDp的电平的时间段，如图9的右面所示，数字信号VOn在高电平，并且数字信号VOp持续地在低电平。以这种方式，脉宽调制器350产生音频输出信号VOp和VOn，该音频输出信号VOp和VOn具有与误差积分器300的具有相位的两个输出信号VOp和VOn之间的电平差成比例的脉宽。如图9中所示，在当放大单元IOD输出脉宽调制的音频输出信号VOp时的时间段中，音频输出信号VOn是0V。在这个时间段中，在电阻器12p和13p之间的节点处的电压 V23p具有通过以分压比{(R3+R4) / (R1+R2+R3+R4)}来划分音频输入信号VIp而获得的电压值。而且，在这个时间段中，放大单元IOD使得在电阻器13η和14ρ之间的节点处的电压对应于在电阻器13ρ和14η之间的节点处的电压(虚拟短路)，并且执行放大操作。在当放大单元IOD输出脉宽调制音频输出信号VOn时的时间段中，音频输出信号VOp是0V。在这个时间段中，在电阻器12η和13η之间的节点处的电压V23n具有通过以分压比{(R3+R4)/ (R1+R2+R3+R4)}来划分音频输入信号VIn而获得的电压值。而且，在这个时间段中，放大单元IOD使得在电阻器13η和14ρ之间的节点处的电压对应于在电阻器13ρ和14η之间的节点处的电压(虚拟短路)，并且执行放大操作。在第四实施例中，如上所述，参考电压发生器 IlOD的电阻器203’、206’、232’和234，的每一个的电阻值被设置为(R3+R4)。接下来，将描述衰减控制器180D的操作。图IOA示出在下述情况下的衰减控制器 180D的各个部分的波形在电阻器12ρ和13ρ之间的节点处的电压V23p是参考电压Vrefp 或更小，在电阻器12η和13η之间的节点处的电压V23n是参考电压Vrefn或更小，并且比较器186和187的输出电压Vll和V12被保持在低电平。在该情况下，因为或门188的输出信号连续地在低电平，所以用于比较的第一电压VCl变为0V，并且用于比较的第二电压 VC2变为+VTR。因此，三角波信号TR不与用于比较的电压VCl和VC2相交，不产生衰减脉冲SW，作为开关的衰减器190连续地在截止状态中，使得在电阻器Ilp和12p之间的节点处的模拟信号VIp’的波形和在电阻器Iln和12η之间的节点处的模拟信号VIn’的波形变为与音频输入信号VIp和VIn类似的波形，如图IOA中所示。图IOB示出在下述情况下的衰减控制器180D的各个部分的波形在电阻器12p和 13p之间的节点处的电压V23p大于参考电压Vrefp，在电阻器12η和13η之间的节点处的电压V23n大于参考电压Vrefn，并且比较器186的输出电压Vll或者比较器187的输出电压V12被保持在高电平。在该情况下，用于比较的第一电压VC I重复脉动，使得用于比较的第一电压VCl当信号Vll或V12在高电平时增大，并且在从当信号Vll或V12变为低电平时至当信号Vll或V12再一次变为高电平时的时间段中，通过经由电阻器372释放电容器371的累积电荷而减小。根据用于比较的第一电压VCl的这个行为，用于比较的第二电压VC2 ( =+VTR-VC1)从电压+VTR减小，并且与电压VCl类似地重复脉动。因此，三角波信号TR与用于比较的电压VCl和VC2相交，并且，从低有效或门379间歇地或周期性地输出衰减脉冲SW，该衰减脉冲SW在当三角波信号TR小于电压VCl时的时间段和当三角波信号 TR大于电压VC2时的时间段中处于高电平(有效电平)。在此，衰减器190当衰减脉冲SW处于低电平时处于截止状态，并且当衰减脉冲SW 处于高电平时处于接通状态。因此，在衰减器190的两端处的模拟信号VIp’和VIn’当衰减脉冲SW在低电平时具有与原始的输入模拟信号VIp和VIn对应的信号值，并且当衰减脉冲SW在高电平时是0V，以便具有通过以规则时间间隔来弱化而获得的波形，如图IOB中所示。因此，实际上向误差积分器300输入的模拟信号被衰减，并且，放大单元IOD的增益减小。如上所述，在第四实施例中，如果在电阻器12p和13p之间的节点处的电压V23p 超过参考电压VrefP或在电阻器12n和13n之间的节点处的电压V23n超过参考电压Vrefn， 则执行负反馈控制，以减小放大单元IOD的增益，以便自动地调整放大单元IOD的增益，使得电压V23p和V23n对应于参考电压Vrefp和Vrefn。因此，即使在第四实施例中，与第三实施例类似，有可能实现如图2A和2B中所示的的动态范围压缩特性。〈第五实施例〉图11是图示根据本发明的第五实施例的包括动态范围压缩电路100E的功率放大器的配置的电路图。动态范围压缩电路100E被应用到例如第三实施例的放大单元10C，或者第四实施例的放大单元10D。如图11中所示，根据第五实施例的动态范围压缩电路100E 包括参考电压发生器IlOE和衰减控制器180E。参考电压发生器IlOE包括具有与第一实施例的第一电压依赖的分压电路120A 或者第二实施例的第一电压依赖的分压电路120B相同配置的第一电压依赖的分压电路、 第二电压依赖的分压电路150E、以及四个峰值保持电路175p、176p、175n和176η。第二电压依赖的分压电路150Ε包括在输入端Ip和地线之间串联地插入的电阻器241ρ和242ρ ;在输入端Ip和地线之间串联地插入的电阻器24In和242η。而且，第二电压依赖的分压电路150Ε包括在输入端In和地线之间串联地插入的电阻器243ρ和244ρ ； 在输入端In和地线之间串联地插入的电阻器243η和244η。在此，电阻器241ρ、243ρ、241η 和243η具有电阻值(R1+R2)。在向第三实施例的放大单元IOC应用动态范围压缩电路100Ε 的情况下，电阻器242ρ、244ρ、242η和244η具有如图11中所示的电阻值R3，而在向第四实施例的放大单元IOD应用动态范围压缩电路100Ε的情况下，电阻器242ρ、244ρ、242η和 244η具有电阻值(R3+R4)。这对于第一电压依赖的分压电路的用于分压的电阻器(例如， 图I的电阻器122ρ和123ρ中的电阻器123ρ)是相同的。而且，第二电压依赖的分压电路150Ε包括P沟道晶体管245ρ和246ρ以及N沟道晶体管245η和246η。在此，P沟道晶体管245ρ具有连接到在电阻器241ρ和242ρ之间的节点的源极和连接到电源-VDD的漏极。P沟道晶体管246ρ具有连接到在电阻器243ρ和 244ρ之间的节点的源极和连接到电源-VDD的漏极。N沟道晶体管245η具有连接到在电阻器241η和242η之间的节点的源极和连接到电源+VDD的漏极。N沟道晶体管246η具有连接到在电阻器243η和244η之间的节点的源极和连接到电源+VDD的漏极。作为电压依赖的分压电路120Α或120Β的第一电压依赖的分压电路，当音频输入信号VIp或VIn的电压值是输入级最大电压+VIMAX时，产生使得在电阻器24Ip和242ρ的节点处的电压VBpl和在电阻器243ρ和244ρ之间的节点处的电压VBp2成为输入限制电压 +VILMT的栅极电压VGN，并且向P沟道晶体管245p和246p的栅极提供栅极电压VGN。而且， 作为电压依赖的分压电路120A或120B的第一电压依赖的分压电路，当音频输入信号VIp 或VIn的电压值是输入级最大电压-VIMAX时，产生使得在电阻器241η和242η的节点处的电压VBnl和在电阻器243η和244η之间的节点处的电压VBn2成为输入限制电压-VILMT 的栅极电压VGP，并且向N沟道晶体管245η和246η的栅极提供栅极电压VGP。峰值保持电路175ρ基于在电压VBpl中出现的正峰值来产生参考电压Vrefpl，并且，峰值保持电路176ρ基于在电压VBp2中出现的正峰值来产生参考电压Vrefp2。更具体地，峰值保持电路175p根据在电压VBpl中出现的正峰值来重复提高参考电压Vrefpl的操作，并且根据足够大的时间常数来衰减参考电压Vrefpl，直到在电压VBpl中出现下一个正峰值。这对于峰值保持电路176p是相同的。峰值保持电路175η基于在电压VBnl中出现的负峰值来产生参考电压Vrefnl，并且，峰值保持电路176η基于在电压VBn2中出现的负峰值来产生参考电压Vrefn2。更具体地，峰值保持电路175η根据在电压VBnl中出现的负峰值来重复减小参考电压Vrefnl的操作，并且根据足够大的时间常数来衰减参考电压Vrefnl，直到在电压VBnl中出现下一个负峰值。这对于峰值保持电路176η是相同的。衰减控制器180Ε包括四个比较器193ρ、194ρ、193η和194η、或门195以及与第三实施例的时间常数电路189或第四实施例的衰减脉冲发生器191对应的电路。在此，比较器193ρ将在电阻器12ρ和13ρ之间的节点处的电压V23p和参考电压 Vrefpl作比较，并且当电压V23p大于参考电压Vrefpl时输出高电平，并且当电压V23p小于参考电压Vrefpl时输出低电平。比较器194p将在电阻器12η和13η之间的节点处的电压V23n和参考电压Vrefp2作比较，并且当电压V23n大于参考电压Vrefp2时输出高电平，并且当电压V23n小于参考电压Vrefp2时输出低电平。比较器193η将在电阻器12ρ和 13ρ之间的节点处的电压V23p和参考电压Vrefnl作比较，并且当电压V23p小于参考电压 Vrefnl时输出高电平，并且当电压V23p大于参考电压Vrefnl时输出低电平。比较器194η 将在电阻器12η和13η之间的节点处的电压V23n和参考电压Vrefn2作比较，并且当电压 V23n小于参考电压Vrefn2时输出高电平，并且当电压V23n大于参考电压Vrefn2时输出低电平。或门195向与第三实施例的时间常数电路189或第四实施例的衰减脉冲发生器191 对应的电路提供比较器193p、194p、193n和194η的输出信号的逻辑和。而且，与第三实施例或第四实施例类似，向衰减器190提供与第三实施例的时间常数电路189或第四实施例的衰减脉冲发生器191对应的电路的输出信号。根据第五实施例，当到输入端Ip的音频输入信号VIp的电压值是输入级最大电压 +VIMAX，并且到输入端In的音频输入信号VIn的电压值是输入级最大电压-VIMAX时，在电阻器24Ip和242ρ之间的节点处的电压VBpl变为输入限制电压+VILMT，并且在电阻器243η 和244η之间的节点处的电压VBn2变为输入限制电压-VILMT。同时，当到输入端Ip的音频输入信号VIp的电压值是输入级最大电压-VIMAX，并且到输入端In的音频输入信号VIn的电压值是输入级最大电压+VIMAX时，在电阻器243p和244p之间的节点处的电压VBp2变为输入限制电压+VILMT，并且在电阻器241η和242η之间的节点处的电压VBnl变为输入限制电压-VILMT。因此，在音频输入信号VIp和VIn的幅度是输入级最大电压土 VIMAX的情况下，由峰值保持电路175ρ和176ρ输出的参考电压Vrefpl和Vrefp2变为输入限制电压+VILMT， 并且，由峰值保持电路175η和176η输出的参考电压Vrefnl和Vrefn2变为输入限制电压-VILMT。在电阻器12p和13p之间的节点处的电压V23p或在电阻器12n和13n之间的节点处的电压V23n大于参考电压Vrefpl ( = Vrefp2 = +VILMT)，或小于参考电压Vrefnl (= Vrefn2 = -VILMT)的情况下，通过衰减器190执行信号衰减。因此，如图2A和2B中所示， 在音频输入信号VIp和VIn的幅度是输入级最大电压土VIMAX的情况下，由放大单元IOC 或IOD输出的音频输出信号VOp和VOn变为输出限制电压土V0LMT。
在音频输入信号VIp的电压值是正的，并且音频输入信号VIn的电压值是负的情况下，如果音频输入信号VIp的电压值从输入级最大电压+VIMAX减小，则根据这个减小，在电阻器24Ip和242p之间的节点处的电压VBpI减小，P沟道晶体管245p的导通电阻增大，并且用于产生电压VBpl的分压比向{R3/(R1+R2+R3)}增大。同时，如果音频输入信号VIn的电压值从输入级最大电压-VIMAX增加，则根据这个增加，在电阻器243η和244η之间的节点处的电压VBn2增加，P沟道晶体管246η的导通电阻增大，并且用于产生电压VBn2的分压比向{R3/(R1+R2+R3)}增大。即使在音频输入信号VIp的电压值从输入级最大电压-VIMAX 增大，以及音频输入信号VIn的电压值从输入级最大电压+VIMAX减小，并且用于产生电压 VBn2和VBnl的分压比向{R3/(R1+R2+R3)}增大的情况下，这是相同的。因此，当音频输入信号VIp和VIn的幅度从输入最大电压土VIMAX减小时，放大单元IOC或IOD的增益向最大增益 G0( = R4/ (R1+R2+R3))增大。而且，在音频输入信号VIp和VIn的幅度等于或小于用于截止P沟道晶体管245p 和246p以及N沟道晶体管245η和246η的弯曲点输入电压的范围中，放大单元IOC或IOD 的增益变为最大增益GO ( = R4/ (R1+R2+R3))。如上所述，根据第五实施例，获得与第一和第二实施例相同的效果。虽然已经如上所述的本发明的第一至第五实施例，但是可以考虑本发明的其他实施例。例如，其他实施例如下。首先，在第一和第二实施例中，产生正参考电压Vrefp和负参考电压Vrefn，并且执行负反馈控制，使得在电阻器12和13之间的节点处的电压V23落在参考电压+Vrefp 和-Vrefn之间的范围内。然而，可以仅产生正参考电压Vrefp，可以加倍用于保持峰值保持电路171的时间常数或峰值的时间段，并且可以执行负反馈控制，使得在电阻器12和13之间的节点处的电压V23落在参考电压+Vrefp和-Vrefn之间的范围内。根据这个方面，电路配置变得简单。第二，在上述实施例中，在第一和第二电压依赖的分压电路中使用场效应晶体管。 然而，可以在第一和第二电压依赖的分压电路中使用双极晶体管。第三，在上述实施例的每一个中，在音频输入信号的输入路径上提供用于执行衰减以减小放大单元的增益的衰减器。然而，可以在任何其他位置处设置衰减器。例如，相互串联的两个电阻器可以取代第一实施例的用于从差分放大器20的输出端向反相输入端执行负反馈的电阻器14，并且衰减器可以连接到在两个电阻器之间的节点。第四，在第三和第四实施例中，电压依赖的分压电路包括N沟道晶体管211、212和 235。然而，电压依赖的分压电路可以包括P沟道晶体管。第五，在第一和第二实施例中，栅极电压VGP被设置为正电压，并且栅极电压VGN 被设置为负电压，使得在动态范围压缩特性中产生弯曲点Z。然而，可以将栅极电压VGP设置为负电压，并且将栅极电压VGN设置为正电压，使得不在动态范围压缩特性中产生弯曲点Z。第六，在上述实施例的每个中，可以将输出限制电压VOLMT设置为放大单元可以输出的最大电压，或通过对操纵单元(未示出)等的操纵来任意地设置输出限制电压 V0LMT,以便用于功率限制等。可替代地，在通过操纵单元(未示出)等的操纵来设置输入限制电压VILMT的情况下，可以基于设置的输入限制电压VILMT来设置输出限制电压V0LMT。
第七，在上述实施例的每一个中，为了实现各种动态范围压缩特性，可以任意地设置输入级最大电压土VIMAX，而与输入级电路的最大输出电压无关。虽然已经对于特定的优选实施例图示和描述了本发明，但是对于本领域内的技术人员显而易见的是，可以基于本发明的教导来进行各种改变和修改。显然的是，这样的改变和修改在由所附的权利要求限定的本发明的精神、范围和意图中。本申请基于在2011年I月19日提交的日本专利申请No. 2011-0009195，其内容通过引用被包含在此。
权利要求
1.一种动态范围压缩电路,包括衰减器，所述衰减器衰减在放大器中的预定节点处的信号，以降低所述放大器的增益;以及增益控制器，在具有与所述放大器的输入级最大电压相同的幅度的输入信号被输入到所述放大器内的情况下，所述增益控制器通过所述衰减器降低所述放大器的增益，使得所述放大器的输出信号的幅度变为任意的输出限制电压，而在所述放大器的输入信号的幅度小于所述输入级最大电压的情况下，所述增益控制器通过根据所述放大器的输入信号的幅度相对于所述输入级最大电压的减小，而降低所述衰减器的衰减程度，来提高所述放大器的增益。
2.根据权利要求I所述的动态范围压缩电路，其中，所述增益控制器包括参考电压发生器，所述参考电压发生器通过根据所述输入信号的电压值以一分压比划分所述放大器的输入信号来产生参考电压；以及衰减控制器，如果通过以预定分压比划分所述放大器的输入信号而获得的电压超过所述参考值的话，所述衰减控制器控制所述衰减器来衰减在所述放大器中的所述预定节点处的所述信号，以便降低所述放大器的增益；以及其中，所述参考电压发生器以一分压比划分所述放大器的输入信号，使得产生具有下述大小的所述参考电压在所述放大器的输入信号的幅度是所述放大器的所述输入级最大电压的情况下，将所述放大器的输出信号的幅度衰减为所述输出限制电压，而在所述放大器的输入信号的幅度小于所述输入级最大电压的情况下，根据所述放大器的输入信号的幅度相对于所述输入级最大电压的减小，来提高用于产生所述参考电压的所述分压比。
3.根据权利要求2所述的动态范围压缩电路，其中，所述参考电压发生器包括第一和第二电压依赖的分压电路；其中，所述第一电压依赖的分压电路包括第一和第二电阻器，所述第一和第二电阻器彼此串联，并且接收所述输入级最大电压；第一电压依赖的电阻器，所述第一电压依赖的电阻器具有依赖于控制电压并且根据在两端之间的电压上的降低而增大的电阻值，所述两端分别连接到在所述第一电阻器和所述第二电阻器之间的节点和另一个预定节点；以及控制器，所述控制器控制用于所述第一电压依赖的电阻器的所述控制电压，使得在所述第一电阻器和所述第二电阻器之间的所述节点处的电压变为输入限制电压，所述输入限制电压是用于向所述放大器输出所述输出限制电压的所述放大器的输入电压；其中，所述第二电压依赖的分压电路包括第三和第四电阻器，所述第三和第四电阻器彼此串联，并且接收所述放大器的输入信号；以及第二电压依赖的电阻器，所述第二电压依赖的电阻器接收向所述第一电压依赖的电阻器输入的所述控制电压，并且具有依赖于所述控制电压并且根据在两端之间的电压上的降低而增大的电阻值，所述两端分别连接到在所述第三电阻器和所述第四电阻器之间的节点和另一个预定节点；以及其中，基于在所述第三电阻器和所述第四电阻器之间的所述节点处的电压来产生所述参考电压。
4.根据权利要求3所述的动态范围压缩电路，其中，所述参考电压发生器包括峰值保持电路，所述峰值保持电路通过保持作为所述第二电压依赖的分压电路的分压结果的输出信号的峰值来产生所述参考电压。
5.根据权利要求I所述的动态范围压缩电路，其中，所述衰减器衰减在所述放大器的输入信号的路径上的节点处的信号。
6.根据权利要求2所述的动态范围压缩电路，其中，如果通过以所述预定分压比划分所述放大器的输入信号而获得的电压超过所述参考值，则所述衰减控制器控制所述衰减器间歇地衰减在所述放大器中的所述预定节点处的所述信号，以便降低所述放大器的增益。
7.根据权利要求6所述的动态范围压缩电路，进一步包括衰减信号发生器，所述衰减信号发生器向所述衰减器输出衰减信号，其 中，如果通过以所述预定分压比划分所述放大器的输入信号而获得的电压超过所述参考值，则所述衰减控制器控制所述衰减信号发生器，以间歇地向所述衰减器输出所述衰减信号，使得所述衰减器间歇地衰减在所述放大器中的所述预定节点处的所述信号，以便降低所述放大器的增益。
8.根据权利要求I所述的动态范围压缩电路，其中，由所述增益控制器提高的所述放大器的增益被限制为预定最大增益。
9.一种D类放大器，包括放大器；以及动态范围压缩电路，包括衰减器，所述衰减器衰减在所述放大器中的预定节点处的信号，以降低所述放大器的增益；以及增益控制器，在具有与所述放大器的输入级最大电压相同的幅度的输入信号被输入到所述放大器内的情况下，所述增益控制器通过所述衰减器来降低所述放大器的增益，使得所述放大器的输出信号的幅度变为任意的输出限制电压，而在所述放大器的输入信号的幅度小于所述输入级最大电压的情况下，所述增益控制器通过根据所述放大器的输入信号的幅度相对于所述输入级最大电压的减小，而降低所述衰减器的衰减程度，来提高所述放大器的增益。
全文摘要
本发明提供动态范围压缩电路和D类放大器。一种动态范围压缩电路包括衰减器，其衰减在放大器中的预定节点处的信号，以降低所述放大器的增益；增益控制器，其在具有与所述放大器的输入级最大电压相同的幅度的输入信号被输入到所述放大器内的情况下，通过所述衰减器来降低所述放大器的增益，使得所述放大器的输出信号的幅度变为任意的输出限制电压，而在所述放大器的输入信号的幅度小于所述输入级最大电压的情况下，通过根据所述放大器的输入信号的幅度相对于所述输入级最大电压的减小，而降低所述衰减器的衰减程度，从而提高所述放大器的增益。
文档编号H03F3/217GK102611402SQ201210017708
公开日2012年7月25日 申请日期2012年1月19日 优先权日2011年1月19日
发明者八重泽真二, 土屋裕利 申请人:雅马哈株式会社