专利名称：简洁高效的超级甲类功率放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及电信号的高保真大功率放大领域，对一些需要大功率高保真信号输出的场合特别适用。这个电路可以同时实现甲类的高保真和乙类的高效率，与传统甲类功放相比有更大的电功率输出同时也更加节能。与传统甲乙类功放相比，实现了信号放大的更
佳保真度。
背景技术：
功率放大器一般由电压放大部分和电流放大部分二大部组成，电压放大部分作用是根据最终负载电阻和输出电功率的要求，将输入信号的电压放大到必要的程度；电流放大部分作用是使经电压放大级放大后的信号能够输出足够的电功率。当前放大器主流功率放大形式是无变压器输出互补推挽的OCL电路。当前比较流行的是两级电压放大和两级电流放大结构，第一电流放大级主要负责推动大功率晶体管也称推动级，第二电流放大级负责电功率的输出也称功率放大级。现有研究已经证明最好的高保真放大器在电路设计上需要满足四个要求。一是每级都是对称的正负臂结构，二是每级正负臂都由互补的放大器件来放大，三是每一级都实现电信号的全对称全互补放大。四是总体电路要简洁，简洁意味着较少放大级数，较少的器件、较少的失真、较快的反应速度、较低的成本。所谓全对称，在这里指的是放大器的每一级都由正负电源两个放大回路进行放大，形成正电源一侧的正臂放大回路加负电源一侧的负臂放大回路结构，共同对信号进行放大。所谓全互补是指每一级的两个放大回路都由一个NPN型和一个PNP型晶体管组合形成。全互补全对称结构的放大电路有以下好处，一是让每一级有更大的电流信号输出，二是让晶体管本身的非线性失真进行互相补偿，由于信号在正负两臂中电流一个增加一个减小，信号是镜像放大，晶体管的放大特性是放大倍数随着电流会改变，所以单管放大后信号是有失真的，而镜像放大信号综合后，失真方向相好抵消，如此就实现了每一级的固有失真最小化。在三个要求中，电信号的全对称全互补放大是最难实现的条件。难点在于放大器的功率放大级，如果要在这一级实现电信号的镜像放大，考虑到最大功率输出的要求，必须预先设定一个很大的静态电流，导致功放效率很低，同时发热量的增加对散热系统和电源的要求也更高，限制了输出功率的进一步提高，成本也增加。设定较低的末级偏置电流将导致放大器在输出电流大于两倍末级偏置电流时，其中一个功率管进入截止状态，破坏信号在末级的镜像放大功能，功率管失真无法抵消，虽然具有互补对称的硬件结构，但是对信号的放大却是由一只晶体管承担。固有失真只能靠大环路的负反馈来消除，但是大环路负反馈这种结也不是完美的，由于放大电路有响应延迟以及分布参数对瞬时信号的影响，在瞬时大动态信号输入时，电路固有失真大的缺点将被显现出来，产生新的谐波失真，这种失真称瞬态互调失真。如此，根据放大器在额定功率下功率级的晶体管能否实现全程的镜像放大，可将功率放大器分为甲类和乙类以及折中后的甲乙类等。所谓甲类是指在额定功率下，功率放大级NPN和PNP功率管能够同时进行信号的放大与输出。所谓乙类是指给功率管提供一个门限偏置电压，避开功率管非线性失真较大的那个区域，而信号电流的放大由其中的一只晶体管担负，不考虑信号的镜像放大功能。所谓甲乙类是指两者的折中形态，小功率输出时放大器功率级工作于甲类偏置状态，该级能够实现电信号镜像放大，但在电流输出大于两倍的功率级偏置电流时，其中一只晶体管截止，放大功能由另一只来完成，此电路进入了乙类状态。由此可见，信号放大质量甲类好于甲乙类好于乙类，从效率上来说乙类最高，其次甲乙类，最后是甲类。当前有个误解，认为甲乙类和乙类音质不如甲类是由于交越失真引起的。在功放电路实现大环路负反馈后，只要能够提供一个让功率管开启的静态电流，交越失真是可以被环路负反馈抵消的。除非是功率级没有静态偏置电流，处于截止状态才会有交越失真产生。其实导致甲乙类和乙类功放保真度的真正原因是甲乙类和乙类功放在末级没有实现镜像放大，由于单管推动，造成功率管的非线性固有失真无法实现互补抵消，形成功率级的固有失真。在瞬态时环路负反馈滞后造成的瞬态失真，首质变差。这三类偏置有以下特点。甲类偏置的特点是功率管的偏置电流要大于1/2的最大输出电流，只有能满足达到这个条件，功率级才能输出镜像放大的电流，显然这个静态电流相对较大。电路处于甲类状态，输出信号保真度最高，功率级固有失真最小。缺点是末级采用大电流偏置，效率很低，而且放大器发热量大，受电源和散热能力的影响也无法输出大功率的保真信号，只能适用于高保真功率输出要求不高的场合。乙类偏置是让两只互补功率管分别负担信号正负周期的功率放大，一只处于放大状态另一只载止，轮流工作于信号正负半周。优点是有较高的效率，能够输出较大的电功率，缺点是功率级未能实现信号的镜像放大，功率级的固有失真较大。难以担当高保真的要求，所以主要应用于大功率而品质要求不高的场合。甲乙类是个折中形式，末级功率管偏置电流介于甲类与乙类之间，所以在小功率输出时，电路工作于甲类状态，当输出电功率较大时功率输出管处于乙类状态，此类电路适用于音质要求不太高，又能兼顾大功率输出的场合。现有还有一种称为超甲类或准甲类的技术，能够有较高的效率，但是由于对甲类高保真放大原理上认识的不到位，所以效果都不好。表现在以下两方面。一是片面认为只要末级功率管都不进入截止，就是甲类了，这是没有认识到末级的镜像放大才是甲类音质的保证。二是为了达到达到设计目标，采用了非常复杂的电路或增加放大级数，这是忽视了简洁性原则，造成了瞬态性能的恶化。所以现有技术效果都不好。
发明内容
有没有一个电路，既有甲类偏置的音质也具有乙类偏置的效率呢，同时符合简洁至上的理念呢？这就是本发明的初衷----具有高效率的甲类功放。通过对传统甲类功放全信号周期时的效率分析可知，甲类功放的低效率是表现在宏观上的，这是由于传统甲类功放为了满足最大功率输出时的镜像放大设置了一个很大的末级偏流，才导致了整体低效率。在瞬时甲类功放的效率也可以是很高的。比如一个功率级电源电压为正负30V，偏置电流为I. 8A的甲类功放，在8欧姆负载下输出100W电功率时，输出电流为3. 54A小于2倍静态电流，所以还是工作于甲类，可得出此时功率级的效率为100W/1. 8A*2*30 = 92.6%。 所以说甲类功放不是没有高效率，问题在于功率级的静态电流设在了满足最大功率输出的点上。本发明的思路是将甲类功放的末级偏置电流设在低点上，随着信号输出电流的增大， 自动增加偏置电流，使末级功率管进行可持续的甲类放大，同时把效率卡在很高的位置上， 从而实现放大质量与效率的统一。要解决的技术问题要想实现大功率高效条件下的全放大器的镜像放大，电压放大级和推动级由于静态电流小，可以通过参数设置很容易的实现信号的镜像放大，并且不影响整体的效率，现有技术中的全对称全互补结构就能满足要求。难点在功率级上，现有技术无法满足要求。偏向音质就要牺牲效率，偏向效率就牺牲了音质。为了使功率级进行可持续高效率的甲类信号放大，应设计一个电路，实时监测末级正负电源臂的偏流变化，根据偏流的损耗及时的增加末级的偏流量，补偿功率级的电流减小，这样功率级才能实现可持续的甲类信号放大。为了实现简洁的目标，还要将偏置量取样，取样信号的放大，控制信号的产生，偏流调节等环节尽量合并，达到如此要求的放大器才能称为简洁高效率的超级甲类功率放大器。技术方案要实现这个要求，可以通过以下方案来实现(见附图
I)。用一个PNP晶体管为核心的PNP型放大回路负责监测功放电流放大级正臂的偏压Uan0再用一个NPN晶体管为核心构成的NPN型放大回路负责监测PNP功率管的偏压Upb。这两个电路将各自监测的偏压转换成各自的基极电流。通过静态偏置的设置，推动管和功率管都处于线性段，而补偿电路加入也将阻止功率管进入非线性段，所以Uan和Upb的变化反应了流过电流放大级正臂和负臂的电流变化，监测偏置电压也就监测了偏置电流的变化量。由于功率级电流变化量远大于推动级，所以取样监测管的取样电流主要反映了 NPN功率管与PNP功率管的电流变化量。再将PNP和NPN型监测管的集电极相连，让两个互补型的放大回路互为负载。这个电路将起到这样的作用，流过两互补管的集电极电流I将映射Uan或Upb中较小的那个。 设BG13和BG14的放大倍数相同，附属电路参数也对称，当Uan > Upb时，I = β *ib2，Uan <Upb时，1= β *iblo由此可以看出，这个电路实现了对弱电压的选择性输出。拉下来把BG13，BG14集电极串联后的电路作为第二电压放大级的负载。在第二电压放大级的静态电流作用下形成了压降，为推动级和功率级提供偏置。在静态时，Uan = Upb,当因温度或电源波动Uab增加时，后级偏置电压也将同时增加，BG13和BG14取样到的基极电流ibl和ib2也将增加，总电流I也同样增加，电流放大级的偏流减小，从而抵消电流放大级偏置的增加量。当电源和温度波动引起Uab减小时，也将相应的导致总电流I减小，电流放大级偏流增加，抵消电流放大级偏置的减小量，所以这个电路静态时是个恒压源电路。在动态时时，由于Uao和Ubo在输出电流的作用下变化的方向相反，流过电路的总电流I将受控于趋向截止的那一臂偏压，不论是正向还是负向，随着输出电流量的增加，电流I都会变小，变小的量与输出电流相关。I减小使Uab增加，从而增加推动级和功率级的静态偏置，这样该新电路就实现了偏流调节的功能。结合该新电路与电流放大级电路可知，偏流调节的结果是同时保持两个互补功率管的放大能力，根据这个新电路在功放中的特点和作用可称其为一一互补晶体管偏流补偿电压源电路，为了简便下面简称补偿电路。补偿电路在实际应用中可有不同的形态。附图2是三端型接法，在附图I的基础上，将N点和P点一起接在输出中点O点上，如此以O点为基准Uab被分成了 NPN臂偏压和 PNP臂偏压，实现动态时的补偿。附图3是四端型接法，在附图I的基础上，将N点接在功率管BGll的发射极，P点接在功率管BG12的发射极，这样检测到的Uan和Upb相对Uao和 Uob相对要小一点,但是也能起到同样的作用。由于晶体管的放大倍数β参数变化范围大，所以在实际生产过程中，对R18和R19 调整量也大，增加了生产成本，所以可以在BG13的发射极和基极并联一个电阻R20，同时在 BG14的发射极和基极也并联一个同阻值的R21，这样就构成了电阻分压式互补晶体管偏流补偿电压源电路。此种电路结构具有稳定性高，简化了调试过程。有益效果当放大器的功率级采用了这个非常简单的补偿电路代替现时通常采用的单管恒压源偏置电路。将产生如下的有益效果。I.由于这个电路非常简洁，所以能在极短的刹那间及时补偿功率管电流输出后造成的偏流减少，使下一刹那总是工作在线性放大状态，信号电流在功率级实现了大电流的镜像放大，在负载上合成的输出电流实现失真的互补。所以该放大器具有甲类一样的音质。2.动态的偏流调节，使功率级的静态偏置电流可以设的很小，只需使功率管进入线性段即可，随着输出电流的加大，实时的增加末级的偏置电流，使功率级实现甲类放大的同能将效率卡在最高处，输出电流越大，效率越高。这个补偿电路解决了困扰音响界功放放大器效率与音质的矛盾，能使现有的甲类功放有更高的效率和更大的功率输出，使甲乙类或乙类功放实现放大质量的提高。结合实施例说明(见图4，图5，图6，图7)图4是三端型互补晶体管单电阻偏流自动补偿电压源实施例，图5是四端型互补晶体管单电阻偏流自动补偿电压源实施例，图6是三端型互补晶体管电阻分压偏流自动补偿电压源实施例，图7是四端型互补晶体管电阻分压偏流自动补偿电压源实施例。这四个电路具有相同的功能，是同一设计思路下的不同实现形式，有相同的工作原理，下面只结合图6详细说明。功放通用放大部分采用了全上下对称和互补的OCL电路结构。采用这种结构是为了使每一级都实现固有失真的最小化，实现电信号在所有级的全对称放大与失真的互相补
\-ΖΧ O电路的核心是三端型互补晶体管偏流补偿电压源电路(见虚线框内)，在功放电路中该装置位于第二电压放大级的尾部，是第二电压放大级的直流负载，其上的压降为推动级和功率级提供静态偏置。首先介绍一下通用电路部分。这个功放电路采用了两级电压放大，两级电流放大的四级结构，是比较成熟的结构，即有足够的放大倍数，也有较好的瞬态特性。第一电压放大级由BG3，BG4，两个互补的晶体管组成，要求是放大倍数和特性尽量一致。集电极电阻R4，R5也要尽量相。这样可以实现对称的镜像放大，第一电压放大级固有失真最小化。BGl和BG2构成的电路是两个恒流源电路，用恒流源电路的原因是尽量减少电源波动对第一放大级的影响，同时恒流源交流阻抗非常大，可以减少信号电流的损失。 BG5，BG6实现环路负反馈的加入，这两个管子特性也尽量与BG3和BG4相同。第二电压放大级由BG7，BG8这对互补管组成，这个放大级即起电压放大的作用，也起电压与电流的转换作用，其集电极输出的电流就是后面的电流放大级的信号电流。第一电流放大级是由BG9，BGlO这对互补管组成的，作用是为末级的功率放大管提供充足的推动电流，所以所称推动级。这一级管子是在全信号周期内都起导通放大功能， 所以失真是可以抵消的。第二电流放大级是由BG11，BG12这对互补管组成的，由于这一级流过的电流很大，消耗的功率也很大，所以也称功率级，晶体管也称功率管，主要负责电功率的输出。如果这对管子能在全信号周期内都起到导通和信号放大功能，这个电路就能起到失真互补的作用。推动级的BG9和功率级的BGll共同组成了电流放大级的NPN臂或正臂，推动级的 BGlO和功率级的BG12共同组成了电流放大级的PNP臂或负臂。下面重点介绍补偿电路的工作原理。补偿电路A点接在BG7集电极与BG9基极上，B点接BG8的集电极与BGlO的基极上。O点接在输出中点。该补偿电路流过的电流I与推动级的基极偏置电流共同构成了第二放大级的集电极电流通道，补偿电路上的压降为电流放大级提供了偏置电压。零点或静态时，Uao等于Uob，两监测管中流过的电流相同。当温度变化或电源波动导致AB间有共模信号加入导致Uab增大时，Uao和Uob同时增大，补偿电路中流过的电流 I也加大，导致Uab减小，抵消了这个共模信号对后级的影响。Uab减小时，补偿电路中的I 也减小，导Uab增加，也能起到稳定作用，所以这个电路在静态与零点时是个恒压源电路。当信号处于正半周时，电压信号经电压放大级放大后，A点B点O点电位都将升高， 这时功放对外输出正向电流，BGll电流增加，导致Uao增加，Ubo下降。由于Uao > Uob，流过补偿电路的电流I随着Uob变化也减小，将导致Uab增加，从而加大了电流放大级的偏置电流。从而补偿了功率管BG12因电流输出而导致的电流减小，保持与静态时差不多的偏置电流。信号处于负半周时，A点B点O点电位都将降低，这时功放输出负向电流，BG12电流增加，使Uob增加，Uao下降。由于Uao < Uob，流过BG13和BG14的集电极电流I将跟随 Uao的变化减小，导致Uab增加，电流放大级的偏置电流将增加，使BGll的电流保持与静态时差不多的电流。这样补偿电路实现了低静态电流条件下的大功率甲类信号放大能力。接下来分析本实施例电路输出的电流是否如甲类电路一样实现了失真互补。假设末级的静态电流设为10mA，看看能不能以甲类状态输出最大值为IA的正弦波电流。由于信号总是连续的，下一刻总是上一刻的继承与发展，下面用微分法进行分析， 步长设定为1mA。第一时刻,输出电流从O上升到ImA时,输出电流小于偏置电流,此时功率管处于甲类，输出电流由BG11和BG12共同负担，BG11的集电极电流从I OmA增加到了 10. 5mA，BG12 的集电极电流从IOmA减少到了 9.5mA。这个结果导致Uao上升，Uob下降，这时补偿电路中的电流I减少，末级偏流增大起到了保持BG12工作点的作用，使BG12集电极电流大致保持在IOmA左右，补偿后BGlI的电流则增加到11mA。此时电路相当于末级偏置电流为10. 5mA 的普通甲类功放输出ImA电流时的那个状态。第二时刻输出电流从ImA增加到了 2mA。此时，BGll的电流为11. 5mA,BG12的电流为9. 5mA,同样经补偿后，BGll电流为12mA，BG12为 10mA，此时本功放相当于末级偏置电流为IlmA的普通甲类功放输出2mA时的那个状态。以此类推到输出IA电流时，BGll的电流为1009. 5mA, BG12的电流为9. 5mA，经补偿后，BGll 为1010mA，BG12为10mA。相当于末级偏流为510mA的普通甲类功放输出IA电流时的那个状态。当输出电流再从IA减少到999mA时，BGll的电流为1009. 5mA, BG12为10. 5mA, Uao 相比上一刻减小，Uob则加大，但是Uao还是远远大于Uob, BG13还是饱和,但是BG14的基极电流相比上刻增加，所以I相比上一刻是增加的，这将导致功率级偏置电流的减少。补偿后，BG12电流将维持IOmA左右。BGll的电流为1009mA。此时电路相当于普通甲类电路末级偏流为509. 5mA时输出999mA电流时的那个状态。其余以此类推。从上面分析可以看出，在每一时刻，电路总是工作于甲类状态，功率管没有进入截止状态，并且都处于放大状态，所以输出的电流在每一时刻都是镜像互补的。由此可以看出本电路在输出电流大于2倍功率级偏置电流时，末级还是工作于失真互补状态的。固有失真在功率级实现了甲类的最小化，同时也具备了很高的效率，所以整个功放电路真正实现了超级甲类放大。
权利要求
1.互补晶体管偏流补偿电压源电路，该电路用一个PNP晶体管构成的放大回路监测功放电流放大级正电源臂的偏置电压Uan，用一个NPN晶体管构成的放大回路监测功放电流放大级负电源臂的偏置电压Upb，将互补监测管的集电极相连，两个发射极形成的回路作为电压放大级的直流负载，该电路有以下特点采用一对互补晶体管构成的两个取样回路分别对功放电流放大级正电源臂和负电源臂偏压进行采样，形成基极电流ibl和ib2，通过两监测管的集电极相连实现弱变量的选择放大，同时两互补监测管输出通路作为功放电压放大级的直流负载，产生的压降为后级提供稳定的静态偏置，动态时弱取样电流控制的总集电极电流I实时的调节功放电流放大级的偏置电流，使功率级工作于高效的甲类放大状态。
2.三端型互补晶体管电阻偏流补偿电压源电路，根据权利1，BG13的发射极联接第二电压放大级BG7的集电极和推动管BG9的基极A点，BGl3的基极串联电阻R18后接在功放输出中点O点，BG13的集电极与BG14的集电极相连，BG14的发射极联接在第二电压放大级 BG8的集电极和推动管BGlO的基极B点，BG14的基极串联电阻R19后接在输出中点O点， 其特点是以中点O为基准，将功放电流放大级总偏压Uab分成正电源臂偏压Uao和负电源臂Uob，通过电阻R18和R19分别转换成BG13和BG14的基极电流ibl和ib2，通过BG13 和BG14的集电极相连，起到选择放大ibl和ib2中较小的那个，BG13和BG14两发射极间的通路作为电压放大级的直流负载，产生的压降Uab为功放后级提供静态偏置，动态时ibl 或ib2控制集电极总电流I，实时调节功率级的偏置电流，起到定量补偿末级静态电流的消耗。
3.三端型互补晶体管电阻分压偏流补偿电压源电路，根据权利1，BG13的发射极联接第二电压放大级BG7的集电极和推动管BG9的基极A点，BG13的发射极与基极间并联电阻 R20，BG13的基极通过电阻R18连接功放输出中点O点，BG13和BG14的集电极相连，BG14 的发射极联接在第二电压放大级BG8的集电极和推动管BGlO的基极B点，BG14的发射极与基极间并联电阻R21，BG14的基极通过电阻R19连接功放输出中点O点，其特点是以中点O为基准，将功放电流放大级总偏压Uab分成正电源臂偏压Uao和负电源臂Uob，Uao通过电阻R18，R20, BG13分压式取样电路形成BG13的基极电流ibl，Uob通过R19，R21，BG14 分压式取样电路形成BG14的基极电流ib2，通过BG13和BG14的集电极相连，起到选择放大 ibl和ib2中较小的那个，BG13和BG14两发射极间的通路作为电压放大级的直流负载，静态时其上的压降Uab为功放后级提供静态偏置，动态时ibl或ib2控制集电极总电流I，实时补偿末级静态电流的消耗，相比权利2电路，电阻分压式取样电路稳定性更好，可以方便生产调试。
4.四端型互补晶体管电阻偏流补偿电压源电路，根据权利1，BG13的发射极连接第二电压放大级BG7的集电极和推动管BG9的基极A点，BG13基极串联电阻R18后接在功率管 8611的发射极，8613的集电极与8614的集电极相连，8614的发射极联接在第二电压放大级 BG8集电极与推动管BGlO的基极B点，BG14的基极串联电阻R19后接在功率管BG12的发射极，该电路的特点以前后级联的推动管和功率管的基射偏压Uan和Upb作为取样目标， 该电压经过电阻R18和R19分别转换成BG13和BG14的基极电流ibl和ib2，通过BG13和 BG14的集电极相连，起到选择放大ibl和ib2中较小的那个，BG13和BG14两发射极间的通路作为电压放大级的直流负载，静态时其上的压降Uab为后级提供稳定的静态偏置，动态时ibl或ib2控制集电极总电流I，定量补偿末级静态电流的消耗，实现高效的甲类信号放大。
5.四端型互补晶体管电阻分压偏流补偿电压源电路，根据权利1，BG13的发射极联接第二电压放大级BG7的集电极和推动管BG9的基极A点，BG13的发射极与基极间并联电阻R20，BG13的基极通过电阻R18连接功放管BGll的发射极，BG13和BG14的集电极相连， BG14的发射极联接在第二电压放大级BG8的集电极和推动管BGlO的基极B点，BG14的发射极与基极间并联电阻R21，BG14的基极通过电阻R19连接功率管BG12的发射极，该电路的特点以前后级联的推动管和功率管的基射偏压Uan和Upb作为取样电压，Uan通过电阻 R18，R20, BG13分压式取样电路形成BG13的基极电流ibl，Upb通过R19，R2LBG14分压式取样电路形成BG14的基极电流ib2，通过BG13和BG14的集电极相连，起到选择放大ibl和 ib2中较小的一个，BG13和BG14两发射极间的通路作为电压放大级的直流负载，静态时其上的压降Uab为功放后级提供静态偏置，动态时ibl或ib2控制集电极总电流I，起到补偿末级静态电流的消耗，相比权利4电路，电阻分压式取样电路稳定性更好，可以方便生产调试。
全文摘要
这是一款应用了互补晶体管偏流补偿电压源电路的功率放大器。设计的目标是在简洁和小电流偏置的条件下，能实现大电流的甲类信号放大。方法是随着输出电流的增加实时提高功放末级的偏置电流，补偿其中一只功率管因电流输出而导致的偏流减小，从而实现可持续的甲类信号放大。使功放在大电流时工作于高效率的甲类状态，输出电流越大，效率越高。其核心偏置电路只用了两个互补晶体管的组合就实现了上述要求，电路简洁明快，主信号放大回路相比传统电路没有任何改变，创新集中在恒压源电路上，所以电路有很高的瞬态性能。
文档编号H03F1/02GK102594263SQ201210038949
公开日2012年7月18日 申请日期2012年2月13日 优先权日2012年2月13日
发明者金海辉 申请人:金海辉