一种低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器的制作方法

本实用新型涉及一种电压模式无源混频器，具体是指一种低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器，属于射频接收机技术领域。

背景技术：

随着无线通信技术的应用领域不断的扩展，人们对便携穿戴、智能家居、智能医疗和高清定位系统等设备的需求量在迅速的提高。而对于这些设备而言，更高灵敏度，更小体积，更低的能耗，更宽的动态范围等设计指标要求也越来越苛刻。混频器是这些设备射频接收系统中的一个非常重要的模块，其作用就是把射频信号和本振信号相混频后，提取出中频信号。就目前的技术水平和广泛应用系统架构来说，射频接收机的下变频采用一次变频和二次变频这两种方式。一次变频的优点是实现简单、低功耗、高集成度，但缺点主要是高频本振泄漏严重，容易造成信号通道阻塞，严重影响动态范围。二次变频就需要两套本振，两个混频器再加上一些辅助电路，从而增加设计面积、功耗和电路的复杂度，但是具有很高的隔离度，很好的线性度和很宽的动态范围。

综合整体的设计指标要求来考虑，对射频和本振频率越高的系统，接收机一般采用二次变频架构，这就要求在功耗、面积和线性度之间进行折中。就传统的二次变频架构中，第二个混频器采用电压型有源混频器和电流型无源混频器两种形式。电压型有源混频器的优点是噪声系数(NF)好，最大缺点是线性度差和功耗大，不适合应用在动态范围宽的系统。而电流型无源混频器一般的负载连接跨导放大器实现电流转换成电压，方便后续信号处理，这种架构的优点是线性度高，适合应用在窄带通信系统，不适合应用在宽带和超宽带的通信系统中，原因是跨导放大器需要消耗很大的电流才能实现大带宽。

为了克服上述的二次变频架构的接收机中，第二个混频器为电压型有源混频器和电流型无源混频器两种形式所存在的不足，目前亟需提出一种低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器，从而能够实现低功耗低成本高线性度宽频带的射频接收机。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于提供一种低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器，能够解决现有技术中二次变频架构的接收机中，第二个混频器为电压型有源混频器和电流型无源混频器两种形式所存在的不足，实现同时兼具低功耗、低成本、高线性度、宽频带特点的射频接收机。

为了达到上述目的，本实用新型通过以下技术方案实现：一种低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器，设置在射频接收机的信号通路上，作为射频接收机中的第二混频器，通过电路连接设置在第一混频器与低通滤波器之间，包含两个结构相同的混频电路，由第一混频器输出的射频信号分别与本振信号在各个混频电路中进行混频，输出中频信号，并经低通滤波器滤波；每个混频电路的本振信号均采用25％占空比的I/Q正交方波信号，由两个混频电路实现同相正交I/Q变频。

所述的混频电路包含：核心处理模块，与第一混频器通过电路连接，将经过第一次混频输出的射频信号与本振信号进行混频以输出中频信号；电压偏置模块，与核心处理模块通过电路连接，提供偏置电压，使核心处理模块工作在稳定的电压范围内；源极跟随器，通过电路连接设置在核心处理模块与低通滤波器之间，提高驱动能力以驱动低通滤波器。

所述的核心处理模块包含由四个无源PMOS晶体管组成的双平衡混频器，其中，第一PMOS晶体管的栅极连接第一路本振信号，源极连接输入的第一路射频信号，漏极连接输出的第一路中频信号；第二PMOS晶体管的源极连接输入的第一路射频信号，即连接第一PMOS晶体管的源极，漏极连接输出的第二路中频信号；第三PMOS晶体管的栅极连接第二PMOS晶体管的栅极，即连接第二路本振信号，源极连接输入的第二路射频信号，漏极连接输出的第一路中频信号；第四PMOS晶体管的栅极连接第一PMOS晶体管的栅极，即连接第一路本振信号，源极连接输入的第二路射频信号，即连接第三PMOS晶体管的源极，漏极连接输出的第二路中频信号。

所述的核心处理模块还包含：衬偏电压输入电路，连接设置在第一、第二PMOS晶体管的源极与第三、第四PMOS晶体管的源极之间，由依次串联的第一电阻和第二电阻组成，阻止两路输入的射频信号流入电压偏置模块；第一隔直流电路，包含第一电容和第二电容，该第一电容设置在第一路射频信号与第一、第二PMOS晶体管的源极之间，该第二电容设置在第二路射频信号与第三、第四PMOS晶体管的源极之间，阻隔直流并防止共模串扰。

所述的核心处理模块还包含：栅偏电压输入电路，连接设置在第一、第四PMOS晶体管的栅极与第二、第三PMOS晶体管的栅极之间，由依次串联的第三电阻和第四电阻组成，阻止两路输入的本振信号流入电压偏置模块；第二隔直流电路，包含第三电容和第四电容，该第三电容设置在第一路本振信号与第一、第四PMOS晶体管的栅极之间，该第四电容设置在第二路本振信号与第二、第三PMOS晶体管的栅极之间，阻隔直流。

所述的电压偏置模块包含：第一电流源，产生恒定电流输出；电流复制电路，由镜像连接的第一NMOS晶体管和第二NMOS晶体管组成，对第一电流源的输出电流进行复制，其中，该第一NMOS晶体管连接第一电流源；偏置电压生成电路，由依次连接的第五PMOS晶体管、第六电阻和第五电阻组成，其中，第五PMOS晶体管连接第二NMOS晶体管；第一电流源的输出电流经复制后通过第五PMOS晶体管，利用其阈值电压产生栅偏电压，并由第三电阻和第四电阻之间输入核心处理模块；第一电流源的输出电流经复制后通过第五PMOS晶体管、第六电阻和第五电阻，利用电流流经第六电阻和第五电阻形成的压降产生衬偏电压，并由第一电阻和第二电阻之间输入核心处理模块。

所述的源极跟随器由第三NMOS晶体管和第二电流源连接组成，由核心处理模块输出的中频信号经过第三NMOS晶体管后输出至低通滤波器。

综上所述，本实用新型所提供的低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器，能够解决现有技术中二次变频架构的接收机中，第二个混频器为电压型有源混频器和电流型无源混频器两种形式所存在的不足，实现同时兼具低功耗、低成本、高线性度、宽频带特点的射频接收机。

附图说明

图1为本实用新型中的低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器在射频接收机信号通路上的位置示意图；

图2为本实用新型中的低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器的混频电路的结构示意图；

图3为本实用新型中的核心处理模块的电路示意图；

图4为本实用新型中的电压偏置模块的电路示意图；

图5为本实用新型中的源极跟随器的电路示意图；

图6为本实用新型中的输入采用25％占空比I/Q正交方波信号的示意图；

图7为本实用新型中的低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器的-3dB带宽仿真结果图；

图8为本实用新型中的低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器的输入1dB压缩点仿真结果图。

具体实施方式

以下结合图1～图8，通过详细说明一个较佳的具体实施例，对本实用新型做进一步阐述。

如图1所示，为本实用新型所提供的低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器在射频接收机信号通路上的位置示意图，该电压模式无源混频器100作为射频接收机中的第二混频器，通过电路连接设置在第一混频器(mixer)130与低通滤波器(Low Pass Filter，LPF)110之间，包含两个结构相同的混频电路。经过低噪声放大器(LNA)140放大的射频信号与第一本振信号(LO_1)在第一混频器130中进行混频，输出的射频信号分别与第二本振信号(LO_2)在各个混频电路中进行混频，输出中频信号(Intermediate Frequency，IF)，并最后经低通滤波器110滤波。

如图6所示，为了能够提高电压模式无源混频器100的增益、线性度和噪声性能，每个所述的混频电路的第二本振信号LO_2均采用25％占空比的I/Q正交方波信号，因此，采用两个结构相同的混频电路以实现同相正交I/Q变频，以得到高性能的中频信号输出。

如图2所示，所述的混频电路包含：核心处理模块200，与第一混频器130通过电路连接，将经过第一次混频的射频信号(RFin)240与第二本振信号(LO_2)230进行混频以输出中频信号IF；电压偏置模块(Voltage Bias Generator)210，与核心处理模块200通过电路连接，提供偏置电压，使核心处理模块200工作在稳定的电压范围内；源极跟随器(Source Follower，SF)220，通过电路连接设置在核心处理模块200与低通滤波器110之间，提高混频电路的驱动能力，使其具有足够的驱动能力来驱动低通滤波器110。本实施例中，由于电压模式无源混频器100的混频电路的驱动能力较差，负载对其性能的影响非常大，并且同时为了使其具有足够的驱动能力来驱动低通滤波器110，因此设置源极跟随器220是非常有必要的。

如图3所示，所述的核心处理模块200包含由四个无源PMOS晶体管300组成的双平衡混频器(Double Balanced Mixer)，其中，第一PMOS晶体管A的栅极连接第一路本振信号LO_2inp，源极连接输入的第一路射频信号Iinp，漏极连接输出的第一路中频信号Ioutp；第二PMOS晶体管B的源极连接输入的第一路射频信号Iinp，即连接第一PMOS晶体管A的源极，漏极连接输出的第二路中频信号Ioutn；第三PMOS晶体管C的栅极连接第二PMOS晶体管B的栅极，即连接第二路本振信号LO_2inn，源极连接输入的第二路射频信号Iinn，漏极连接输出的第一路中频信号Ioutp；第四PMOS晶体管D的栅极连接第一PMOS晶体管A的栅极，即连接第一路本振信号LO_2inp，源极连接输入的第二路射频信号Iinn，即连接第三PMOS晶体管C的源极，漏极连接输出的第二路中频信号Ioutn。

所述的四个无源PMOS晶体管300是核心处理模块200的关键器件；采用PMOS晶体管能够提高噪声性能和消除MOS管的衬偏效应，因为PMOS晶体管比NMOS晶体管具有更好的flicker noise(闪烁噪声)性能，同时PMOS晶体管加工在独立的NWELL(N阱)上，其源极和衬底极可以直接连接在一起来消除衬偏效应；另外，使用双平衡混频电路比单平衡混频电路(Single Balanced Mixer)具有更好的消除本振前馈效应(LO-IF feed through)功能，并且双平衡混频器具有2/π的增益。

所述的核心处理模块200还包含：衬偏电压(Vmixsub)输入电路310，连接设置在第一、第二PMOS晶体管的源极与第三、第四PMOS晶体管的源极之间，由依次串联的第一电阻R1和第二电阻R2组成，该两个电阻R1、R2具有隔离作用，阻止两路输入的射频信号(Iinp，Iinn)360流入电压偏置模块210；第一隔直流电路320，包含第一电容C1和第二电容C2，该第一电容C1设置在第一路射频信号Iinp与第一、第二PMOS晶体管的源极之间，该第二电容C2设置在第二路射频信号Iinn与第三、第四PMOS晶体管的源极之间，具有阻隔直流并防止共模串扰的作用。

所述的核心处理模块200还包含：栅偏电压(Vmixb)输入电路330，连接设置在第一、第四PMOS晶体管的栅极与第二、第三PMOS晶体管的栅极之间，由依次串联的第三电阻R3和第四电阻R4组成，该两个电阻R3、R4具有隔离作用，阻止两路输入的本振信号(LO_2inp、LO_2inn)350流入电压偏置模块210；第二隔直流电路340，包含第三电容C3和第四电容C4，该第三电容C3设置在第一路本振信号LO_2inp与第一、第四PMOS晶体管的栅极之间，该第四电容C4设置在第二路本振信号LO_2inn与第二、第三PMOS晶体管的栅极之间，具有阻隔直流的作用。

所述的衬偏电压输入电路310和栅偏电压输入电路330一起决定四个PMOS晶体管工作在线性区，提高双平衡混频器的线性度和噪声性能。

如图1所示，由于本实用新型的电压模式无源混频器由两个结构相同的混频电路构成，因此，如图6所示，其中一个混频电路的两路本振信号(LO_2inp、LO_2inn)输入25％占空比的方波信号，而另一个混频电路的两路本振信号也同样输入25％占空比的方波信号，从而组成正交方波信号，在一个完整的本振信号周期内，两个混频电路共8个PMOS晶体管中，每1/4周期内只有两个中频信号相叠加的PMOS晶体管导通，与现有技术中50％占空比的正交方波信号相比，具有抑制I/Q串扰的作用，并且也给电压模式无源混频器提高了3dB的增益

如图4所示，所述的电压偏置模块210包含：第一电流源(IBG)410，由Band gap(带隙)模块产生恒定电流输出，不随温度和电源电压的变化而变化；电流复制电路420，由镜像连接的第一NMOS晶体管NM1和第二NMOS晶体管NM2组成，对第一电流源410的输出电流进行复制，其中，该第一NMOS晶体管NM1连接第一电流源410；偏置电压生成电路400，由依次连接的第五PMOS晶体管PM1、第六电阻R6、第五电阻R5组成，其中，第五PMOS晶体管PM1连接第二NMOS晶体管NM2；第一电流源410的输出电流经复制后通过第五PMOS晶体管PM1，利用其阈值电压Vth产生栅偏电压Vmixb，并由第三电阻R3和第四电阻R4之间输入核心处理模块200，第一电流源410的输出电流经复制后通过第五PMOS晶体管PM1、第六电阻R6和第五电阻R5，利用电流流经第六电阻R6和第五电阻R5形成的压降产生衬偏电压Vmixsub，并由第一电阻R1和第二电阻R2之间输入核心处理模块200。

此时，核心处理模块200的四个关键无源器件PMOS 300的工作偏置电压不断的跟踪第五PMOS晶体管PM1和第五电阻R5、第六电阻R6产生的栅偏电压和衬偏电压。只要偏置电阻R5、R6的类型和产生恒定电流的电阻类型一致，其实际是四个关键无源器件PMOS 300的工作偏置电压是在不断的跟踪产生恒定电流的Band gap模块的电压VBG。因为电压VBG是不随温度和电源电压的变化而变化的，这就保证四个关键无源器件PMOS 300不管电源电压和温度怎么变化都能稳定的工作在设定的电压范围内。

如图5所示，所述的源极跟随器220由第三NMOS晶体管NM3和第二电流源510连接组成，由核心处理模块200输出的中频信号经过第三NMOS晶体管NM3后输出至低通滤波器110；其中第二电流源510由Band gap模块产生基准电流。使用源级跟随器220作为电压模式无源混频器的混频电路的输出驱动的原因在于：第一、即使电流源510使用比较小的电流，源级跟随器220的整体输出阻抗也比较小，这意味着工作带宽大，实现了低功耗宽频带的要求；第二、输入阻抗大，对电压的传输损耗小，有利于电压模式无源混频器输出信号的传输；第三、由于电压模式无源混频器的核心处理模块的四个关键无源器件使用PMOS晶体管，其衬偏电压的设计值比较高，源级跟随器220的输入晶体管是NMOS晶体管，输入信号高于电源电压都还能正常工作，从而实现了高线性度。

为了进一步说明本实用新型所提供的低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器的科学性和可实现性，设计基于SMIC 180nm CMOS工艺，采用Cadence Spectre软件进行仿真验证和分析。本实用新型的低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器应用在高清导航仪射频接收机系统中，使用的电源电压为1.8V，整个无源混频器消耗的电流只有220μA，但是对整个无源混频器进行频响仿真(AC Analysis)和线性度进行仿真(PSS Analysis)。如图7所示，发现-3dB带宽可达到56MHz。如图8所示，输入1dB压缩点可达到11.7dBm，输出的中频信号IF为24MHz，总体增益为-3dB。因此，可证明了本实用新型的科学性和可实现性。

综上所述，本实用新型提供的低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器，能够解决现有技术中二次变频架构的接收机中，第二个混频器为电压型有源混频器和电流型无源混频器两种形式所存在的不足，实现同时兼具低功耗、低成本、高线性度、宽频带特点的射频接收机。

尽管本实用新型的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本实用新型的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本实用新型的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本实用新型的保护范围应由所附的权利要求来限定。