用于大规模MIMO的发射机架构的制作方法

本公开涉及一种用于无线系统的发射机架构，并且具体地，涉及一种特别适合于但不限于大规模多输入多输出(mimo)的发射机架构。

背景技术：

未来的第五代(5g)无线系统将需要大的天线增益-这通过具有多个天线来实现-以便补偿毫米波(mmwave)频率的非常强的路径损耗。甚至有一些讨论是关于大规模多输入多输出(mimo)(即大规模mimo)发射机的，其将具有数百个发射天线并因此具有数百个无线电。

为了具有节能架构，每个功率放大器必须支持的峰均比(par)必须显著低于它们当前的值(基带处通常约7分贝(db))。这有两个原因，即：(1)功率放大器在低par时效率更高；(2)不可能既在数百个功率放大器上执行波峰因子减小(cfr)和功率放大器预失真又同时节能。因此，需要消除或减小对无线电中的cfr和预失真两者的需要。

更具体地，图1示出了用于基于正交频分复用(ofdm)的系统(例如长期演进(lte)网络)的传统蜂窝发射机10。如图所示，发射机10包括ofdm调制器12，ofdm调制器12包括串行-并行(s/p)转换器14，串行-并行(s/p)转换器14将串行输入数据信号转换为多个并行输入数据信号。每个并行输入数据信号对应于不同的ofdm子载波。并行输入信号被输入到逆快速傅里叶变换(ifft)功能16。ifft功能16产生调制后的信号。如本领域普通技术人员将理解的，循环前缀(cp)功能18插入循环前缀。由ofdm调制器12输出的调制后的信号被提供给发射机10的无线前端。注意，图中所示的“云”表示在ofdm调制器12与发射机10的无线前端之间可能存在附加组件(例如，滤波器、电缆(例如用于通用公共无线接口(cpri)链路的光缆)和/或类似物)。无线前端包括根据某cfr方案执行cfr的cfr功能20。cfr功能20的输出然后由数字预失真(dpd)功能22预失真。预失真后的信号由上变频器24上变频。在某一时刻，在上变频之前、期间或之后，信号被从数字转换成模拟。上变频后的模拟信号由功率放大器(pa)26放大并经由天线28发送。无线前端还包括发射机观察接收机(tor)，发射机观察接收机包括下变频器30，下变频器30具有通过耦合器32耦合到pa26的输出端的输入端。发送信号由下变频器30下变频以提供观察到的发送信号。然后，适配器34根据某一自适应方案适配由dpd功能22应用的预失真(例如以补偿pa26的非线性特性)。

如果传统发射机10的架构被按比例放大以支持大规模mimo，则发射机10将包括许多(例如多达数百个)无线前端。因此，pa26的效率变得极其重要。此外，具有数百个cfr20、dpd22和tor会导致复杂性和功耗很大。因此，5g大规模mimo的两个主要挑战是pa效率和发射机复杂性。

对于5g大规模mimo发射机，期望对于每个pa具有极低的par(例如最大3-4db的量级)以便获得非常好的功率效率。另外，期望消除或至少减小无线前端中的cfr、dpd和tor的复杂性。

技术实现要素：

公开了一种具有减小功耗和复杂性的架构的发射机的实施例。虽然本文公开的实施例特别适合于大规模多输入多输出(mimo)，但是本文公开的实施例并不限于此。

通常，发射机包括调制器，所述调制器包括致动器、调制电路以及适配器。所述致动器可操作以对至少一个调制器输入信号应用至少一个调整以提供至少一个调整后的调制器输入信号。所述调制电路可操作以对所述至少一个调整后的调制器输入信号执行调制操作以提供调制后的信号，以及所述适配器可操作以自适应地配置应用于所述至少一个调制器输入信号的所述至少一个调整，以使得所述调制后的信号的峰均比(par)减小。通过减小调制后的信号的par，能够通过提高功率放大器(pa)电路的效率来提高发射机的无线前端的功率效率，并且通过潜在地避免对波峰因子减小(cfr)和pa预失真以及用于适配pa预失真的关联反馈路径的需要，能够减小发射机的无线前端的复杂性。

在一些实施例中，所述至少一个调制器输入信号包括用于相应的多个子载波的多个并行的调制器输入信号，所述至少一个调整包括多个调整，所述至少一个调整后的调制器输入信号包括多个调整后的调制器输入信号。此外，所述致动器可操作以将所述多个调整应用于所述多个并行的调制器输入信号以提供所述多个调整后的调制器输入信号；以及所述调制电路可操作以对所述多个调整后的调制器输入信号执行所述调制操作以提供所述调制后的信号。更进一步，在一些实施例中，所述调制器是正交频分复用(ofdm)调制器，所述调制电路包括适于对所述多个调整后的调制器输入信号执行逆傅立叶变换以提供所述调制后的信号的变换电路。

在一些实施例中，所述多个调整包括针对一个或多个符号周期中的每个符号周期而分别用于所述多个子载波的多个调整。在一些其他实施例中，所述多个调整包括在单个符号周期内用于所述多个子载波中的每个子载波的多个调整。在一些其他实施例中，所述多个调整包括针对一个或多个符号周期中的每个符号周期而分别用于两组或更多组所述多个子载波的两个或更多个调整。在一些其他实施例中，所述多个调整包括在单个符号周期内用于两组或更多组所述多个子载波中的每组所述多个子载波的两个或更多个调整。在一些其他实施例中，所述多个调整包括用于子载波和符号周期的多个块的多个调整，其中，所述多个块中的每个块包括所述多个子载波中的两个或更多个子载波以及两个或更多个符号周期。

在一些实施例中，所述至少一个调整是至少一个相位调整。

在一些实施例中，所述适配器可操作以自适应地配置所述至少一个调整，以使得所述调制后的信号的大小与所述调制后的信号的均方根(rms)值之间的误差最小化。在一些实施例中，所述适配器可操作以自适应地配置所述至少一个调整以使成本函数最小化。

在一些实施例中，所述发射机还适于将所述至少一个调整的指示发送给所述接收机。此外，在一些实施例中，所述发射机还适于经由与所述发射机向所述接收机发送所述调制后的信号的信道分离的信道来将所述至少一个调整的所述指示发送给所述接收机。

在一些实施例中，所述发射机不向接收机发送所述至少一个调整的指示。

在一些实施例中，所述适配器可操作以自适应地配置应用于所述多个并行的调制器输入信号的所述多个调整以提供以下两者：(a)所述调制后的信号的par的减小和(b)mimo预编码和/或波束成形。在一些实施例中，所述发射机还包括第二致动器，其可操作以将多个权重应用于所述调制后的信号，从而提供将要经由所述发射机的多个天线发送的多个调制后的信号，以及适配器，其可操作以采用联合方式自适应地配置：通过联合方式应用于所述多个并行的调制器输入信号和多个波束成形权重的所述多个调整，以提供以下两者：(a)所述调制后的信号的par的减小和(b)mimo预编码和/或波束成形；以及由所述第二致动器应用于所述调制后的信号的所述多个权重，以提供波束成形和/或天线校准。

在一些实施例中，所述发射机还包括数字预失真子系统，其可操作以数字地预失真所述多个调制后的信号以补偿相应的功率放大电路的非线性特性。

在一些实施例中，所述调制器还包括：第二致动器，可操作以对至少一个第二调制器输入信号应用至少一个第二调整，以提供至少一个第二调整后的调制器输入信号；以及第二调制电路，可操作以对所述至少一个第二调整后的调制器输入信号执行调制操作，以提供第二调制后的信号。所述适配器可操作以自适应地配置应用于所述至少一个调制器输入信号的所述至少一个调整，以使得所述调制后的信号的par减小，以及自适应地配置应用于所述至少一个第二调制器输入信号的所述至少一个第二调整，以使得所述第二调制后的信号的par减小。

在一些实施例中，所述调制器还包括：第二致动器，可操作以对至少一个第二调制器输入信号应用至少一个第二调整，以提供至少一个第二调整后的调制器输入信号；以及第二调制电路，可操作以对所述至少一个第二调整后的调制器输入信号执行调制操作，以提供第二调制后的信号。所述适配器可操作以自适应地配置应用于所述至少一个调制器输入信号的所述至少一个调整和应用于所述至少一个第二调制器输入信号的所述至少一个第二调整，以使得多载波信号的par减小，所述多载波信号是包括所述第一调制后的信号和所述第二调制后的信号的多个调制后的信号的聚合。

在一些实施例中，所述发射机是无线发射机。

在一些实施例中，所述发射机是用于蜂窝通信网络的无线节点的无线发射机。

还公开了一种发射机的操作的方法的实施例。在一些实施例中，所述方法包括：对至少一个调制器输入信号应用至少一个调整以提供至少一个调整后的调制器输入信号；对所述至少一个调整后的调制器输入信号执行调制操作以提供调制后的信号；以及自适应地配置应用于所述至少一个输入信号的所述至少一个调整，以使得所述调制后的信号的par减小。

在一些实施例中，一种发射机适于：对至少一个调制器输入信号应用至少一个调整以提供至少一个调整后的调制器输入信号；对所述至少一个调整后的调制器输入信号执行调制操作以提供调制后的信号；以及自适应地配置应用于所述至少一个输入信号的所述至少一个调整，以使得所述调制后的信号的par减小。

在一些实施例中，一种发射机包括：调整模块，可操作以对至少一个调制器输入信号应用至少一个调整以提供至少一个调整后的调制器输入信号；调制操作执行模块，可操作以对所述至少一个调整后的调制器输入信号执行调制操作以提供调制后的信号；以及配置模块，可操作以自适应地配置应用于所述至少一个输入信号的所述至少一个调整，以使得所述调制后的信号的par减小。

还公开了一种接收机的实施例。在一些实施例中，接收机包括至少一个接收机子系统，其可操作以：从发射机接收第一信号和第二信号，所述第二信号包括当在所述发射机处产生用于传输的所述第一信号时，在所述发射机处应用于至少一个调制器输入信号以提供具有减小的par的至少一个调整后的调制器输入信号的至少一个调整的指示。所述至少一个接收机子系统还可操作以：在接收所述第一信号期间应用至少一个调整，所述至少一个调整补偿在所述发射机处应用于所述至少一个调制器输入信号的所述至少一个调整。

在一些实施例中，提供了一种发射机，其中，所述发射机适于将至少一个调整的指示发送给接收机，所述至少一个调整是被应用以在调制期间减小从所述发射机发送到所述接收机的调制后的信号的par的至少一个调整。在一些实施例中，所述发射机还适于经由与所述发射机向所述接收机发送所述调制后的信号的信道分离的信道来将所述至少一个调整的所述指示发送给所述接收机。

在结合附图阅读以下对实施例的详细描述之后，本领域技术人员将理解本公开的范围并认识到其附加方面。

附图说明

结合在本说明书中并形成本说明书的一部分的附图示出了本公开的若干方面，并且与说明书一起用于解释本公开的原理，这些附图是：

图1示出了传统发射机的一个示例；

图2示出了根据本公开的一些实施例的包括调制器的发射机的一个示例，该调制器应用一个或多个调整，所述调整减小由调制器输出的调制后的信号的峰均比(par)；

图3示出了根据本公开的一些实施例的由图2的适配器最小化的误差信号的示例；

图4至图7示出了测试台和表明图2的发射机的一个示例实施例的有效性的仿真结果；

图8和9示出了第二测试台和相应的仿真结果，其将图4至图7的仿真从一个正交频分复用(ofdm)符号扩展到整个长期演进(lte)帧；

图10示出了根据一些其他实施例的调制器，其中，适配器操作以自适应地配置由致动器应用的调整(例如复权重(complexweight))以减小(例如最小化)由调制器输出的调制后的信号的par并执行波束成形和/或多输入多输出(mimo)预编码；

图11示出了根据本公开的另一实施例的调制器，其中，调制器是用于多载波发射机的多载波调制器；

图12示出了根据本公开的一些其他实施例的发射机，其中，无线前端包括波峰因子减小(cfr)和/或功率放大器(pa)预失真；

图13示出了根据本公开的一些实施例的发射机和接收机的操作，其中，发射机发送辅助信息(sideinformation)，所述辅助信息指示根据本公开的一些实施例由调制器的致动器在发射机处做出以减小par的调整；

图14示出了根据本公开的一些实施例的可以由发射机用于发送辅助信息和期望信号的频谱分配的一个示例；

图15示出了根据本公开的一些实施例的子载波和符号周期的分组，以使得对同一组内的所有子载波和符号周期做出单个(即相同)调整；

图16a和16b示出了根据本公开的一些实施例的接收机的一个示例，所述接收机利用由发射机发送的辅助信息来消除或撤消由调制器内的致动器在发射机处做出以减小par的调整；

图17a和17b示出了根据本公开的一些实施例的接收机的一个示例实施例，所述接收机依赖于信道估计和均衡以消除由调制器内的致动器在发射机处做出以减小par的调整；

图18是示出根据本公开的一些实施例的发射机的操作的流程图；以及

图19是根据本公开的一些实施例的发射机的框图。

具体实施方式

以下阐述的实施例表示使得本领域技术人员能够实践实施例的信息，并且示出了实践实施例的最佳模式。在根据附图阅读以下描述时，本领域技术人员将理解本公开的概念并且将认识到本文未特别提出的这些概念的应用。应该理解，这些概念和应用都落入本公开和所附权利要求的范围内。

公开了一种具有减小功耗和复杂性的架构的发射机的实施例。虽然本文公开的实施例特别适合于大规模多输入多输出(mimo)，但是本文公开的实施例不限于此。通常，所述发射机利用一种架构，其中，在执行一个或多个调制操作之前调整一个或多个输入信号，以使得得到的调制后的信号具有减小的峰均比(par)。通过这种方式，能够提高功率放大器(pa)效率，同时潜在地消除对波峰因子减小(cfr)和/或预失真的需要。还公开了一种接收机的实施例。

用于基于正交频分复用(ofdm)的无线系统的常规发射机利用cfr和pa预失真，因为调制器产生大的par。实际上，如果调制器产生恒定的包络信号，则不需要cfr和预失真。

本公开涉及一种包括致动器和适配器的发射机的实施例，所述致动器和适配器操作以在执行一个或多个调制操作之前(例如在执行ifft之前)调整调制器输入信号(例如常规提供给ofdm调制器的逆快速傅里叶变换(ifft)的并行输入信号)以便减小调制后的信号(即调制器的输出信号)的par。这种方法的一个好处是可以消除适配pa预失真所需的cfr、pa预失真和发射机观察接收机(tor)反馈路径。另一个好处是pa-并且第五代(5g)发射机中将有许多pa-将更加节能。pa效率提高的原因是通过调整调制器输入信号可以实现的par减小量比通过传统非线性cfr算法可以实现的par减小量高效得多，传统非线性cfr算法从根本上受限于它们引入系统的噪声，噪声反过来又将它们可以实现的par减小量限于对于5.5％误差矢量大小(evm)目标大约为2.5-3分贝(db)。

就此而言，图2示出了根据本公开的一些实施例的发射机36。在该示例中，发射机36用于基于ofdm的无线系统，例如长期演进(lte)蜂窝通信网络中的无线接入节点(例如基站)的发射机，以用于某些基于lte的蜂窝通信网络(例如非授权频谱中的lte(lte-u)、授权协助接入(laa)、multefire等)。因此，如图所示，发射机36包括ofdm调制器38。然而，注意，在一些备选实施例中，ofdm调制器38根据一些其他多子载波调制技术执行调制。ofdm调制器38包括串行－并行(s/p)转换器40、致动器42、ifft功能44(本文也称为ifft电路)、循环前缀(cp)功能46(本文也称为cp电路)、以及适配器48。s/p转换器40接收调制器输入信号。调制器输入信号是将被调制的数据流。s/p转换器40将调制器输入信号转换成多个并行调制器输入信号，每个并行调制器输入信号对应于一个ofdm子载波。

致动器42对每个并行调制器输入信号应用至少一个调整，以提供调整后的输入信号。在一些实施例中，调整是相位调整，致动器42是相位调整器。然而，本公开不限于此。例如，调整可以是相位调整；幅度和相位调整；幅度、相位和时间调整等。如下面详细讨论的，在一些实施例中，致动器42对每个并行模块化输入信号应用单独的调整(即，基于每个子载波应用调整)。可以由适配器48针对每个ofdm符号、每ofdm符号多次、或周期性地(例如每n个ofdm符号一次，其中，n>1)更新这些调整。在一些其他实施例中，致动器42对两组或更多组调制器输入信号中的每组调制器输入信号应用单独的调整(例如基于每子载波组应用调整)。换句话说，可以对一组并行调制器输入信号中的每个调制器输入信号进行相同的调整，其中，一组并行调制器输入信号对应于一组相邻的子载波。可以由适配器48针对每个ofdm符号、每ofdm符号多次、或者针对多个ofdm符号周期组中的每个ofdm符号周期组(例如，组对应于m个连续的ofdm符号周期，其中，m>1)更新这些调整。

ifft功能44执行调整后的调制器输入信号的ifft以提供调制后的信号。cp功能46将循环前缀添加到调制后的信号。

适配器48操作以适配由致动器42基于在该示例中由ifft功能44输出的调制后的信号应用于并行调制器输入信号的调整，以使得调制后的信号的par减小。在一些实施例中，适配器48操作以自适应地配置由致动器42应用的调整，以使得定义的成本函数最小化。在一些特定实施例中，适配器48操作以自适应地配置由致动器42应用的调整，以使得调制后的信号的大小与调制后的信号的均方根(rms)值之间的误差减小(例如最小化)。

由ofdm调制器38输出的调制后的信号然后由发射机36的无线前端处理。注意，图中所示在ofdm调制器38与发射机36的无线前端之间的“云”示出了在ofdm调制器38与发射机36的无线前端之间可能存在附加组件(例如滤波器、电缆(例如用于通用公共无线接口(cpri)链路的光缆)和/或类似物)。在该示例中，无线前端包括上变频器50，其上变频并且数字-模拟地转换调制后的信号以提供射频(rf)模拟信号。rf模拟信号由pa52放大，并且得到的放大后的rf信号被输出到天线54。注意，虽然该示例中的无线前端仅包括一个发送链(即仅一个上变频器50、一个pa和一个天线54)，发射机36不限于此。发射机36的无线前端可以包括许多发送链，如大规模mimo的情况。在该示例中，通过在执行ifft之前(即在执行调制操作之前)调整并行的调制后的信号以使得调制后的信号的par减小，消除了对无线前端中的cfr、预失真和tor的需要。这反过来减小了发射机36的功耗和复杂性。然而，注意，在一些实施例中，如果需要，发射机36的无线前端可以包括cfr和/或预失真。还应注意，发射机36还可包括未示出的附加部件，如本领域普通技术人员将理解的。

在一些实施例中，致动器42将相移应用于并行调制器输入信号(即基于每个子载波应用相移)。从理论角度确定最佳相移是定义闭环等式的关键。为此，理想的解决方案可以定义如下：调制后的信号的所有样本的时域大小需要等于调制后的信号的rms值。误差信号然后可以在如图3所示的时域中定义。误差信号(e)对应于调制后的信号的瞬时大小与调制后的信号在至少一个ofdm符号上的rms值(xrms)之间的差。理想地，适配器48操作以最小化误差信号(即将误差信号减小到零)，以使得调制后的信号的所有样本具有大小xrms，并且因此调制后的信号的par为零。应该强调的是，大小低于rms值的样本也被视为误差。

误差信号定义为：

e(n)＝|x(n)|-xrms(1)

其中，e(n)是误差信号，x(n)是调制后的信号，xrms是调制后的信号的rms值。等式(1)可以如下求解。调制后的信号，或更具体地，ifft功能44输出的ofdm符号，可写为：

其中，x(小写x)是时域波形，t是以秒为单位的时间，n是时域采样指标，fs是以赫兹为单位的采样率，ts是以秒为单位的采样周期并且它对应于1/fs，x(大写x)是频域波形。在ofdm传输中，x也对应于要传输的符号。k是频域指标，n是子载波数量并且它还对应于ifft中的点的数量，δf是两个子载波之间以赫兹为单位的频率间隔并且等于fs/n。

致动器42将某一相移应用于不同的子载波，以使得par最小化。在该示例中，相移对于至少一个ofdm符号是恒定的。因此，时域波形可写为：

其中

等式4可以用矩阵形式重写如下：

由于期望等式(1)中定义的误差信号e(n)为零，因此以下为真：

其中:

以及|x(n)|²＝x(n)·x(n)^*(11)

等式(11)可以用矢量形式写成如下：

等式(9)是需要求解以最小化par的等式。

下一步是将等式(5)代入等式(10)，以便可以导出rms值的完整表达式：

在等式(13)的右侧，乘积z[n×n]·z′[n×n]对应于ofdm系统的子载波之间的互相关。它给出了互相关为零且自相关为n的以下结果：

将等式(14)代入等式(13)提供了：

同样，等式(15)右侧的中心项可以简化，因为和是振幅等于1且相位相反的相量：

将等式(16)代入等式(15)，得到：

现在，发现了时域等式(17)中rms值的基本表达式，它可以被代入回等式(9)中-这是需要求解的问题。为方便起见，调用等式(9)：

下一步是找到时域包络的瞬时功率的基本表达式。将等式(5)代入等式(12)，为方便起见，此处调用等式(5)：

(5)→(12):

将等式(19)代入等式(18)，得到需要求解的最终等式：

等式(20)可以以多种方式求解。一种可能的方法是使用非线性最小二乘算法，例如工业和应用数学学会杂志1963年6月第11卷第431-441页marquardt，d的“非线性参数的最小二乘估计算法(analgorithmforleast-squaresestimationofnonlinearparameters)”中描述的信赖域狗腿算法或施普林格出版社1977年6月28日-1977年7月1日数学讲义第630卷第105-116页moré，j.j.g.a.watson的“levenberg-marquardt算法：实现和理论(thelevenberg-marquardtalgorithm：implementationandtheory)”数值分析中描述的levenberg-marquardt算法。因此，在一些实施例中，适配器48操作以使用合适的技术求解等式(20)，所述技术例如非线性最小二乘算法或levenberg-marquardt算法。

注意，可能存在希望针对一个或多个ofdm符号在多个连续子载波上具有恒定相移的情况。这种情况的一个例子是希望最小化发送给接收机以进行解码(下面讨论)的辅助信息量的情况。这些约束也可以嵌入到优化算法中。另外，可以对一组ofdm符号执行优化算法，使得相移在较长的时间间隔内是恒定的，这进一步减小了例如要发送的辅助信息量。

作为非限制性示例，图4至图7示出了测试台和仿真结果，其表明图2的发射机36的一个示例实施例的有效性。在该示例中，ifft大小被设置为256点，16正交幅度调制(qam)业务被应用于每个子载波，并且致动器可以自由地为每个子载波分配不同的相移，目的是生成一个恒定包络ofdm符号。

在该特定示例中，适配器使用非线性最小二乘算法最小化上面的等式(20)，在此调用如下：

其中，x是频域数据(即正交相移键控(qpsk)/qam流量)，φ是致动器相移，z是用于对ifft建模的逆z变换的矩阵，n是ifft点的数量。

图5中示出了针对一个ofdm符号的适配的结果。如图5中可见，一个ofdm符号的par的最坏情况从8.17db到0.014db，其基本上对应于恒定包络信号。借助如此低的par，无线前端中不需要cfr、数字预失真(dpd)和tor，从而大大减小了复杂性。此外，pa的效率将显著提高，并且能够允许使用不太复杂的pa架构。

图5的示例对应于存在恒定包络信号的理想情况。在仿真中，适配器必须通过73次迭代才能达到该级别。注意，在par减小方面从迭代到迭代有收益递减，如图6所示。从图6中可以看出，10到20次迭代足以使得最差情况的par低于1db且具有一定的边际安全性，在某些实现中这可能足够。

在许多情况下可能需要放宽适配退出标准，以便更快地处理符号(并且减小适配所需的功耗)并且仍然实现非常低的par。图7示出了当适配退出标准被放宽时对相同ofdm符号的适配的结果。在该特定示例中，最差情况par在仅10次迭代中从8.17db减小到0.74db。

图8和图9示出了第二测试台和相应的仿真结果，其将仿真从一个ofdm符号扩展到整个lte帧。在该示例中，借助于512点ifft生成5兆赫(mhz)ofdm载波。在512个子载波中，301个携带qpsk流量，其他的则被清零。然后为每个ofdm符号插入短循环前缀。

将ofdm调制器38输出的(par减小的)调制后的信号与传统ofdm调制器56的相应调制后的信号输出进行比较，传统ofdm调制器56包括s/p转换器58、ifft功能60和cp功能62。由ofdm调制器38输出的(par减小的)调制后的信号和由传统ofdm调制器38输出的调制后的信号被以4插值，并且比较它们的互补累积分布函数(ccdf)曲线。信号被以4插值是有帮助的，因为并非所有峰值都以较低的采样率可见。在绘制ccdf曲线之前，通常会对信号进行上变频。

为了加速仿真时间，放宽了适配退出标准，使得对于每个ofdm符号平均仅使用33次迭代。在图9中绘制了原始和修改后的lte帧的ccdf曲线。结果是非常有希望的：ccdf以10^-4的概率提高了～5.6db，这是通过宽松的适配实现的。

该第二测试例的par大于第一测试例中的par。这种差异可以通过在第一测试例中将流量应用于所有子载波以证明一般概念的事实来解释。一旦在针对保护带的第二测试例中引入零，算法的性能降低。

图10示出了根据一些其他实施例的ofdm调制器38，其中，适配器48操作以自适应地配置由致动器42应用的调整(例如复权重)以：(a)减小(例如最小化)ofdm调制器38输出的调制后的信号的par和(b)执行波束成形和/或mimo预编码。更具体地，适配器38联合优化由致动器42应用的调整(例如复权重)以减小(例如最小化)调制后的信号的par并执行波束成形和/或mimo预编码。在一些实施例中，适配器48接收并应用一个或多个优化限制。这些限制可以例如从发射机36中的寄存器获得，配置存储在所述寄存器中。虽然不限于此，但是优化限制的一些示例包括受限于(在线性迫零预编码的情况下)用于最小化e1(n)、e2(n)、……、n(n)(n个发射天线中的每个的误差信号)的限制，其中，h是多用户mimo(mu-mimo)信道响应，m是接收天线的数量(也可以是用户的数量，假设简单用户设备(ue)只有一个接收天线)，ω是ofdm信号中使用的子载波的数量(即除了保护频带子载波)，n是基站处的tx天线的数量，是h的伪逆。

另外，发射机36可以可选地包括第二致动器64，其包括多个移相器或相位致动器64-1至64-nant，其中，nant是发射机36的天线的数量。致动器64可以用于将附加权重应用于波束成形和/或天线校准，其中，适配器48联合地优化由致动器42应用的调整和由致动器64应用的调整以提供par减小、可选地mimo预编码、波束成形和/或天线校准。因此，适配器42可以联合地自适应地配置致动器42和64以提供par减小(经由致动器42)、mimo预编码(经由致动器42)、波束成形(经由致动器42和/或致动器64)和/或天线校准(经由致动器64)。可以使用任何合适的联合优化技术。

到目前为止，实施例集中于单频带或单(ofdm)载波场景。然而，本文讨论的发射机架构可以容易地扩展到多载波和/或多频带架构。此处，多个(ofdm)载波可以在单个频带内或跨越多个频带。在这方面，图11示出了根据本公开另一实施例的ofdm调制器38，其中，ofdm调制器38是用于发射机36的多载波实施例的多载波ofdm调制器38(例如，其中，发射机36包括用于两个载波的单个无线前端)。多个载波可以在相同的频带或多个频带中。在图11的特定示例中，ofdm调制器38是双载波ofdm调制器38。每个载波是ofdm载波(例如lte载波)，但不限于此。

如图11所示，对于第一载波，ofdm调制器38包括第一s/p转换器40-1、第一致动器42-1、第一ifft功能44-1(本文也称为ifft电路)以及第一cp功能46-1(本文也称为cp电路)。对于第二载波，ofdm调制器38包括第二s/p转换器40-2、第二致动器42-2、第二ifft功能44-2(本文也称为ifft电路)以及第二cp功能46-2(本文也称为cp电路)。ofdm调制器38还包括适配器48。

s/p转换器40-1接收用于第一载波的调制器输入信号，并将用于第一载波的调制器输入转换成多个并行的调制器输入信号，每个调制器输入信号用于相应的ofdm子载波。致动器42-1对每个并行的调制器输入信号应用至少一个调整，以为第一载波提供调整后的输入信号。在一些实施例中，调整是相位调整，致动器42-1是相位调整器。然而，本公开不限于此。例如，调整可以是相位调整；幅度和相位调整；幅度、相位和时间调整等。在一些实施例中，致动器42-1对每个并行的模块化输入信号应用单独的调整(即，基于每个子载波应用调整)。可以由适配器48针对每个ofdm符号、每ofdm符号多次、或周期性地(例如每n个ofdm符号一次，其中，n>1)更新这些调整。在一些其他实施例中，致动器42-1对两组或更多组调制器输入信号中的每组调制器输入信号应用单独的调整(例如基于每子载波组应用调整)。换句话说，可以对一组并行的调制器输入信号中的每个调制器输入信号进行相同的调整，其中，一组并行的调制器输入信号对应于一组相邻的子载波。可以由适配器48针对每个ofdm符号、每ofdm符号多次、或者针对多个ofdm符号周期组中的每个组(例如组对应于m个连续的ofdm符号周期，其中，m>1)更新这些调整。

ifft功能44-1执行调整后的调制器输入信号的ifft，以便提供用于第一载波的调制后的信号。cp功能46-1将循环前缀添加到用于第一载波的调制后的信号。

以相同的方式，s/p转换器40-2接收用于第二载波的调制器输入信号，并将用于第二载波的调制器输入转换成多个并行的调制器输入信号，每个调制器输入信号用于相应的ofdm子载波。致动器42-2对每个并行的调制器输入信号应用至少一个调整，以便提供用于第二载波的调整后的输入信号。在一些实施例中，调整是相位调整，并且致动器42-2是相位调整器。然而，本公开不限于此。例如，调整可以是相位调整；幅度和相位调整；幅度、相位和时间调整等等。在一些实施例中，致动器42-2对每个并行的模块化输入信号应用单独的调整(即基于每个子载波应用调整)。可以由适配器48针对每个ofdm符号、每ofdm符号多次、或周期性地(例如每n个ofdm符号一次，其中，n>1)更新这些调整。在一些其他实施例中，致动器42-2对两组或更多组调制器输入信号中的每组调制器输入信号应用单独的调整(例如基于每子载波组应用调整)。换句话说，可以对一组并行的调制器输入信号中的每个调制器输入信号进行相同的调整，其中，一组并行的调制器输入信号对应于一组相邻的子载波。可以由适配器48针对每个ofdm符号、每ofdm符号多次、或者针对多个ofdm符号周期组中的每个组(例如组对应于m个连续的ofdm符号周期，其中，m>1)更新这些调整。

ifft功能44-2执行调整后的调制器输入信号的ifft，以提供用于第二载波的调制后的信号。cp功能46-2将循环前缀添加到用于第二载波的调制后的信号。

适配器48操作以基于ifft功能44-1和44-2输出的调制后的信号，自适应地配置由致动器42-1和42-2应用的调整。在一些实施例中，适配器48自适应地配置由致动器42-1和42-2应用的调整，以分别减小(例如最小化)由ifft功能44-1和44-2输出的调制后的信号的par。在一些实施例中，适配器48自适应地配置由致动器42-1和42-2应用的调整，以减小(例如最小化)由ifft功能44-1和44-2输出的调制后的信号的聚合的par(即，减小由两个调制后的信号的聚合(例如求和或合并)产生的多载波调制信号的par)。在一些其他实施例中，适配器48自适应地配置由致动器42-1和42-2应用的调整，以联合地优化由致动器42-1和42-2进行的调整，以提供par减小以及可选地mimo预编码和/或波束成形，如上针对单载波场景所述。

在上述实施例中，已经从发射机36的无线前端消除了cfr、pa预失真和tor。图12示出了根据本公开的一些其他实施例的发射机36，其中，无线前端包括cfr和/或pa预失真(包括用于pa预失真的自适应配置的tor反馈)。即使在使用本公开的ofdm调制器38时，在一些实现中也可能不希望完全消除cfr和/或pa预失真。例如，可能存在这样的实现，其中，即使par较低，也希望将pa压缩得更多。

在这方面，图12示出了发射机36的一个示例，其中，无线前端包括数字预失真和可选的cfr。如图所示，无线前端包括多个(nant)发送分支，包括cfr功能66-1至66-nant(可选)、dpd68-1至68-nant、上变频器70-1至70-nant、pa72-1至72-nant、以及天线74-1至74-nant。可以使用常规技术提供dpd68-1至68-nant以及可选地cfr功能66-1至66-nant，但不限于此。例如，在该特定示例中，无线前端包括单个tor，其包括具有以下输入端的下变频器76：(a)经由切换电路78和各个耦合器80-1至80-nant耦合到pa72-1至72-nant的输出端或者(b)耦合到pa72-1至72-nant中的单个pa的输出端(在该示例中为pa72-nant的输出端)。

适配器82自适应地配置dpd68-1至68-nant。例如，在一些实施例中，适配器82基于来自单个pa(在该示例中为pa72-nant)的反馈，例如使用公共dpd系数集来自适应地配置所有dpd68-1至68-nant。在一些其他实施例中，利用切换电路78，适配器82基于来自相应pa72-1至72-ant的输出端的反馈，自适应地配置dpd68-1至68-nant。

到目前为止，讨论集中于发射机36和ofdm调制器38的实施例。现在讨论将转向对接收机的讨论，接收机操作以接收由发射机36发送的信号。在一些实施例中，发射机36发送信息(本文称为辅助信息)，该信息包括由ofdm调制器38的致动器42应用的调整的指示。该信息然后可以由接收机用于正确地解调所接收的信号。注意，在一些实施例中，由ofdm调制器38的致动器42应用的调整用于par减小和mimo预编码和/或波束成形，并且辅助信息可以包括仅应用于par减小的调整部分的指示或应用于par减小和mimo预编码和/或波束成形的调整部分的指示。

就此而言，图13示出了根据本公开的一些实施例的发射机36和接收机84的操作。如图所示，发射机36执行适配过程，从而配置由ofdm调制器38应用的调整(例如相位调整)(步骤100)，如上所述。发射机36发送包括由ofdm调制器38应用的调整的指示的辅助信息(步骤102)。发射机36还发送调制后的信号(步骤104)。在接收机84处，接收机84接收辅助信息并使用辅助信息来接收发送的信号以撤消在ofdm调制器38中进行的调整(步骤106)。

虽然发射机36可以使用任何合适的技术发送辅助信息，但是在一些实施例中，发射机36使用一个频带中的资源发送辅助信息，而在另一频带中发送信号。图14示出了特别适合于5g和未来蜂窝通信网络的这种频谱分配的一个示例。如图所示，发射机36可以使用低频带来发送控制信息(例如用于毫米波(mmwave)波束成形的全球定位系统(gps)/仰角坐标)和辅助信息，而高频带(例如5g毫米波)可用于数据传输。但是，图14只是一个示例。

在一些实施例中，由ofdm调制器38内的致动器42应用的调整的适配以这样的方式执行：多个连续的子载波被分配相同的调整。该概念可以扩展为对频域中的多个连续子载波和时域中的多个连续符号周期使用相同的调整，如图15所示。在图15的示例中，存在六个子载波-符号时间组。每组包括四个连续的子载波和七个连续的符号周期。为这些组中的每个组配置单个调整(例如单个相位调整)。因此，不是进行12×14＝168次调整，而是只进行六次调整。这显著地减小了从发射机36发送给接收机84的辅助信息量。注意，图15中的分组仅是示例。子载波和符号时间可以以任何期望的方式被分组。例如，可能仅存在子载波分组，其中，每组包括用于单个符号周期的多个连续子载波。作为另一示例，可能仅存在时间段分组，其中，每组包括用于单个子载波的多个连续符号周期。

虽然在一些实施例中可以使用辅助信息，但是在一些其他实施例中，发射机36不向接收机84发送辅助信息。而是，通过使用如上关于图15的示例所述的分组，每个组可以包括由接收机84用于信道估计/均衡的一个或多个导频符号。在该用例中，由ofdm调制器38进行的调整可以被接收机84看作是无线信道的一部分，并且接收机84在信道均衡期间自动消除或撤消由ofdm调制器38进行的调整，而不需要辅助信息。

图16a和16b示出了根据本公开的一些实施例的接收机84的一个示例，其中，接收机84从发射机36接收上述辅助信息。在该示例中，在信道a上接收所发送的信号，在信道b上接收辅助信息。对于信道a，接收机84包括天线86-1至86-n1、接收机前端88-1至88-n1和提供相应的接收信号的模数转换器(adc)90-1至90-n1。接收信号由天线解映射功能92、cp消除功能94和s/p转换器96处理，以提供并行接收信号，并行接收信号然后由快速傅里叶变换(fft)功能98处理以提供频域接收信号，频域接收信号与在发射机36处提供给ifft功能44的输入信号相对应。零非填充功能(zerounpaddingfunction)100消除零填充。所得到的信号经过可选的延迟功能102，延迟功能102使信号延迟直到可以在信道b上接收到相应的辅助信息。然后，延迟后的信号由资源解映射功能104和mimo检测功能106处理。如本领域普通技术人员将理解的，mimo检测功能106操作以基于来自信道估计功能108的信道估计来执行mimo检测。信道估计功能106基于经由导频提取功能110从接收信号中提取的导频符号来估计从发射机36到接收机84的用于信道a的无线信道，然后基于从发射机接收的辅助信息调整信道估计，以考虑在发射机36处在ofdm调制器38中进行的调整。通过使用已经调整的信道估计来考虑在发射机36处在ofdm调制器38中进行的调整，mimo检测功能106撤消调整。来自mimo检测功能106的输出信号经过并行-串行(p/s)转换器112以提供最终的接收信号。

为了接收信道b上的辅助信息，接收机84还包括天线114-1至114-n2、接收机前端116-1至116-n2、以及提供相应接收信号的adc118-1至118-n2。接收信号由天线解映射功能120、cp消除功能122和s/p转换器124处理，以提供并行接收信号，并行接收信号然后由fft功能126处理以提供频域接收信号。零非填充功能128消除零填充。所得到的信号然后由资源解映射功能130和mimo检测功能132处理。如本领域普通技术人员将理解的，mimo检测功能132操作以基于来自信道估计功能134的信道估计来执行mimo检测。信道估计功能134基于经由导频提取功能136从接收信号中提取的导频符号来估计从发射机36到接收机84的用于信道b的无线信道。来自mimo检测功能132的输出信号经过p/s转换器138以提供最终的接收信号。提取调整信息功能140从最终接收信号中提取辅助信息，或者更具体地，提取指示在发射机36处由ofdm调制器38的适配器42应用的调整的信息，并向用于信道a的信道估计功能108提供相应的调整。

图17a和17b示出了根据本公开一些实施例的接收机84的一个示例，其中，接收机84不从发射机36接收上述辅助信息，而是自动消除由发射机36的ofdm调制器38进行的调整以作为信道均衡的一部分。在该示例中，接收机84类似于图16a和16b的实施例中的信道a的接收分支，并且因此，在适当时使用相同的附图标记。然而，在该实施例中，信道估计功能108基于经由导频提取功能110从接收信号中提取的导频符号来估计从发射机36到接收机84的用于信道a的无线信道。然而，没有进行调整以抵消在发射机36处进行的调整，因为没有接收到辅助信息。而是，在发射机36处由ofdm调制器38的致动器42进行的调整被视为无线信道的一部分，并因此在信道估计中被考虑。

值得注意的是，图16a和16b的实施例(以及更一般地，辅助信息的使用)在信道估计不考虑或无法考虑在发射机36处在ofdm调制器38中进行的调整的实施例中是有益的。例如，当每个子载波存在单独的调整时或者用于调整的分组(其中，对整个子载波和/或符号周期组进行单个调整，如上所述)足够小以使得每个分组不包括一个或多个导频符号时，情况如此。相反，图17a和17b的实施例(或更一般地不发送辅助信息)在以下情况下是有益的：发射机36处由ofdm调制器38进行的调整根据用于调整的子载波和符号周期的分组可以被接收机84视为无线信道的一部分，以使得在包括由接收机84用于信道估计的一个或多个导频符号的一组子载波和符号周期上应用相同的调整。

还应注意，图16a和16b以及图17a和17b中所示的接收机84的示例实施例仅是示例。接收机84的架构当然将根据具体实现而变化。总体上，这些实施例示出了在一些实施例中使用辅助信息来撤销由发射机36的ofdm调制器38进行的调整，并在一些其他实施例中依赖于信道估计和均衡来撤消由发射机36的ofdm调制器38进行的调整。

还应注意，尽管上面的讨论集中于多子载波调制，尤其是ofdm调制，但是本公开不限于此。例如，本文公开的概念还可以适用于单载波调制(例如用于全球移动通信系统(gsm)的高斯最小频移键控(gmsk)或8预共享密钥(psk)调制)，其中，在执行一个或多个调制操作之前，对多个载波的多个输入分别进行调整，以使得在聚合所得到的多个调制后的信号之后，聚合信号的par减小(例如最小化)。

图18是示出根据本公开的一些实施例的发射机36的操作的流程图。如图所示，发射机36，特别是ofdm调制器38的致动器42，对至少一个调制器输入信号应用至少一个调整，以提供至少一个调整后的调制器输入信号，如上所述(步骤200)。发射机36，特别是ofdm调制器38，对至少一个调整后的调制器输入信号执行调制操作(例如逆傅里叶变换)以提供调制后的信号，如上所述(步骤202)。发射机36，特别是ofdm调制器38的适配器48，自适应地配置应用于至少一个输入信号的至少一个调整，以使得调制后的信号的par减小，如上所述(步骤204)。

图19是根据本公开的一些实施例的发射机36的框图。在该示例中，发射机36包括调整模块142、执行模块144和配置模块146，每个模块均以软件实现。调整模块142可操作以对至少一个调制器输入信号应用至少一个调整，以提供至少一个调整后的调制器输入信号。执行模块144可操作以对至少一个调整后的调制器输入信号执行调制操作以提供调制后的信号。配置模块146可操作以自适应地配置应用于至少一个输入信号的至少一个调整，以使得调制后的信号的par减小。

虽然不受限于任何特定优点或通过任何特定优点，本公开的实施例提供以下优点中的一些或全部(取决于特定实施例)：

·本公开的实施例通过生成低par(例如ofdm)信号，消除了对无线前端中的传统非线性cfr和pa预失真的需要。

·本公开的一些实施例将集成调制、峰值减小和mimo/波束成形编码的概念引入单个处理步骤中。

·由本公开的实施例提供的超低par显著提高了pa的效率，甚至允许使用更简单的pa架构。

·不依赖于向接收机发送辅助信息的实施例引入了一种非常有效的方法来将调制编码方案“嵌入”到无线信道响应中，以便它被接收机中的信道均衡器自动消除，而没有额外成本。因此，这消除了对在副信道中传送该信息的需要。

贯穿本公开内容使用以下缩写词。

5g第五代

adc模数转换器

ccdf互补累积分布函数

cfr波峰因子减小

cp循环前缀

cpri通用公共无线接口

db分贝

dpd数字预失真

evm误差矢量大小

fft快速傅里叶变换

gmsk高斯最小频移键控

gps全球定位系统

gsm全球移动通信系统

ifft逆快速傅里叶变换

laa授权协助访问

lte长期演进

lte-u非授权频谱中的长期演进

mhz兆赫

mimo多输入多输出

mmwave毫米波

mu-mimo多用户多输入多输出

ofdm正交频分复用

pa功率放大器

par峰均比

p/s并行到串行

psk预共享密钥

qam正交幅度调制

qpsk正交相移键控

f射频

rms均方根

s/p串行到并行

tor发射机观察接收机

ue用户设备

本领域技术人员将认识到对本公开的实施例的改进和修改。所有这些改进和修改都被认为是在本文公开的概念和随后的权利要求的范围内。